基于定向耦合器的高動(dòng)態(tài)范圍矢量阻抗測(cè)量模塊設(shè)計(jì)

王 鵬,李翔宇

(桂林電子科技大學(xué) 電子信息學(xué)院,廣西 北海 536000)

矢量阻抗測(cè)量技術(shù)在儀器儀表、傳感器、通信傳輸系統(tǒng)以及PCB(Printed Circuit Board)分布參數(shù)分析等領(lǐng)域具有重要作用。在儀器儀表領(lǐng)域,矢量阻抗測(cè)量通常采用自平衡電橋法或矢量網(wǎng)絡(luò)分析法。這兩種方法主要聚焦在高測(cè)量精度以及高頻帶覆蓋范圍上[1]。矢量阻抗測(cè)量的另一重要應(yīng)用領(lǐng)域?yàn)橥ㄐ旁O(shè)備中的發(fā)射通路,例如基站的功率控制及調(diào)節(jié)電路、通信及干擾發(fā)射機(jī)的通信保護(hù)電路、短波天線調(diào)諧電路、中波及長(zhǎng)波天線調(diào)諧電路等。在這些領(lǐng)域中,矢量阻抗測(cè)量電路的設(shè)計(jì)重點(diǎn)為高輸入動(dòng)態(tài)范圍、電路簡(jiǎn)單耐用、測(cè)試速度快、可擴(kuò)展性良好以及成本低廉。針對(duì)這些需求,本文設(shè)計(jì)了一款高動(dòng)態(tài)范圍、體積小、測(cè)量反應(yīng)速度快且精度高的矢量阻抗測(cè)量模塊,并探討了一種經(jīng)濟(jì)實(shí)用的矢量阻抗測(cè)量方法及其主要軟硬件實(shí)現(xiàn)方法。

1 矢量阻抗測(cè)量原理

射頻阻抗的測(cè)量在原理上需要得到參考端口上的矢量電壓與矢量電流,再經(jīng)過計(jì)算得出其阻抗數(shù)值。矢量電壓與電流的直接測(cè)量較困難,而且負(fù)載存在失配情況,導(dǎo)致矢量電壓與電流的變化范圍較大。因此,在實(shí)際工程中多采用間接測(cè)量的方法對(duì)矢量阻抗的相關(guān)參數(shù)進(jìn)行測(cè)量,然后通過計(jì)算得出其阻抗值[2]。研究人員結(jié)合理論與實(shí)踐,建立了多種工程應(yīng)用阻抗測(cè)量的方法,其中每種方法都有其特點(diǎn)和其較適合的應(yīng)用范圍。本文采用定向耦合器讀取發(fā)射時(shí)的正向功率與反向功率,電路原理如圖1所示[3]。

圖1 定向耦合器電路原理Figure 1．Principle of directional coupler circuit

1.1 定向耦合器原理

定向耦合器由兩組變壓器以及電阻衰減網(wǎng)絡(luò)構(gòu)成[4]。利用變壓器原理,電流在線圈內(nèi)形成磁場(chǎng),交流電在線圈內(nèi)形成交變磁場(chǎng),交變磁場(chǎng)使線圈內(nèi)形成交變電流[5],根據(jù)磁通勢(shì)原理,線圈的匝數(shù)與線圈內(nèi)電流成反比,與電壓成正比[6]。

在圖1中,T1為電流取樣變壓器,T2為電壓取樣變壓器,兩個(gè)變壓器完全相同,匝數(shù)比為1∶N,R1=R2=Z0=50 Ω,Z0為傳輸線路的特性阻抗。根據(jù)傳輸線理論,RF輸出端的電壓、電流為

(1)

式中,U0為RF輸出端的電壓;I0為RF輸出端的電流;Ufwd為入射電壓;Ifwd為入射電流;Uref為反射電壓;Iref為反射電流[7]。

電流取樣變壓器T1的1～2端僅為1匝,其感抗與等效電阻較小,等效電阻不到0.1 Ω,與R1、R2的50 Ω阻值相比,可忽略不計(jì)。因此,電流取樣變壓器T1的3～4端的負(fù)載阻抗為R1、R2的并聯(lián)(即Z0/2)[8],其等效電路如圖2所示。

圖2 T1、T2的等效電路Figure 2. Equivalent circuit of T1 and T2

(2)

式中,IT1為T1的等效電流;Ifwd為入射電流;Iref為反射電流;N為變壓器匝比。

同理,電壓取樣變壓器T2的負(fù)載阻抗為R1、R2的串聯(lián)(即2Z0),其等效電路如圖2所示。

(3)

式中,UT2為T2的等效電壓;Ufwd為入射電壓;Uref為反射電壓;N為變壓器匝比。

電阻R1、R2的取樣電壓值UR1、UR2分別為

(4)

(5)

式中,UR1為電阻R1的取樣電壓;UR2為電阻R2的取樣電壓;IT1為T1的等效電流;Z0為50 Ω特性阻抗;UT2為T2的等效電壓;Ufwd為入射電壓;Uref為反射電壓;N為變壓器匝比。

從上述推導(dǎo)過程可以看出,從取樣點(diǎn)取出的射頻電壓(射頻功率)與正向電壓(功率)、反向電壓(功率)成變比關(guān)系,故只要取樣到這兩點(diǎn)的功率值即可求出被測(cè)阻抗的電壓駐波比VSWR(Voltages Standing Wave Ratio)[9]。

1.2 阻抗測(cè)量計(jì)算原理

本文采用對(duì)數(shù)放大器AD8306對(duì)正反向功率進(jìn)行取樣。AD8306的輸入動(dòng)態(tài)范圍為(-91～9 dBm),輸出電壓斜率為20 mV·dB-1。只要符合AD8306的動(dòng)態(tài)線性范圍內(nèi)的輸入功率都可以被AD8306轉(zhuǎn)換成為線性直流電壓,再通過A/D轉(zhuǎn)換器(Analog to Digital Converter)進(jìn)行轉(zhuǎn)換,就可以精確測(cè)量出正向功率Pfwd與反向功率Pref。

反射系數(shù)為

(6)

式中,Γ為反射系數(shù);Pfwd為正向功率;Pref為反向功率。

進(jìn)而計(jì)算出駐波比

(7)

式中,VSWR為電壓駐波比;Γ為反射系數(shù);Pfwd為正向功率;Pref為反向功率[10]。

最終取樣結(jié)果由兩個(gè)測(cè)量點(diǎn)取值的比值構(gòu)成,比值可以消除硬件在頻段內(nèi)的衰減和增益誤差,所以該計(jì)算方式適用于實(shí)際的測(cè)量系統(tǒng)。比值測(cè)量可以忽略微小的線路誤差以及測(cè)量誤差,對(duì)設(shè)計(jì)電路具有較好的魯棒性。由于AD8306提供了100 dB的動(dòng)態(tài)范圍,因此當(dāng)射頻輸入功率范圍為20～1 000 W(43～60 dBm)時(shí),通過定向耦合器衰減33 dB后對(duì)應(yīng)10 mW(10 dBm)、500 mW(27 dBm)。此時(shí)通過對(duì)后端T型衰減網(wǎng)絡(luò)進(jìn)行合理設(shè)計(jì),系統(tǒng)即可覆蓋20～1 000 W的功率測(cè)量范圍,從而實(shí)現(xiàn)高動(dòng)態(tài)范圍的設(shè)計(jì)要求。

被測(cè)矢量阻抗為

(8)

式中,ZL為被測(cè)阻抗;Z0為50 Ω特性歸一化阻抗;ZΓ為反射系數(shù)的矢量表示。其中,ZΓ=RΓ+jXΓ,RΓ=|Γ|×cos(φ),XΓ=|Γ|×sin(φ)。前面系統(tǒng)已經(jīng)得到|Γ|值,所以只需要再得到正向功率與反向功率之間的相位差φ就可以計(jì)算出被測(cè)矢量阻抗。AD8306提供了一個(gè)幅度限制輸出管腳,可以將輸入信號(hào)的波形轉(zhuǎn)化成方波并進(jìn)行限制幅度的輸出[11]。利用這一特性,對(duì)輸出的方波進(jìn)行整形并進(jìn)行數(shù)字異或運(yùn)算,可以得到入射信號(hào)與反射信號(hào)的相位差φ[12]。將相位差φ轉(zhuǎn)換為輸出矩形波信號(hào)的占空比,再對(duì)此矩形波信號(hào)進(jìn)行低通濾波(相當(dāng)于進(jìn)行積分)即可得到相位差φ值。被測(cè)值直接轉(zhuǎn)換為直流電平,可以用A/D芯片直接讀取。相位差φ值的讀取過程如圖3所示。

圖3 相位差φ值的讀取過程 Figure 3. Phase difference φ value reading process

相位差φ值為0 °～180 °,得到相位差φ值后,還要對(duì)φ值進(jìn)行容性或感性判斷(取正或取負(fù))[13]。在感性阻抗下,電壓信號(hào)超前電流信號(hào),在容性阻抗下,電壓信號(hào)滯后電流信號(hào)[14]。若判斷為容性阻抗,則對(duì)φ值進(jìn)行取負(fù)操作。判斷方法為相位值通過一個(gè)開關(guān)控制進(jìn)行兩次取值,第1次為正常取值,第2次為將反射信號(hào)翻轉(zhuǎn)(相當(dāng)于相位移動(dòng)90°)再進(jìn)行取值。利用D觸發(fā)器記錄相位移動(dòng)前后產(chǎn)生上升沿或者下降沿突變,如果產(chǎn)生突變就為容性,對(duì)φ值進(jìn)行取負(fù);如果沒有產(chǎn)生突變就為感性,正常取φ值。電路實(shí)現(xiàn)如圖4所示。

圖4 讀取相位差φ值以及判斷容性感性的電路實(shí)現(xiàn)Figure 4. Circuit realization of reading phase difference φ value and judging capacitive or inductive

2 軟硬件實(shí)現(xiàn)方法及模塊的設(shè)計(jì)實(shí)現(xiàn)與測(cè)試

硬件實(shí)現(xiàn)設(shè)計(jì)主要由3部分構(gòu)成,分別是:1)定向耦合器及衰減網(wǎng)絡(luò)電路;2)AD8306正反向功率對(duì)數(shù)放大電路;3)相位差φ值取值以及容性感性判斷電路。定向耦合器與衰減網(wǎng)絡(luò)根據(jù)所要測(cè)量的頻率以及功率大小進(jìn)行確定,器件的功率承受范圍需留有余量。實(shí)際的硬件模塊如圖5所示。

圖5 硬件電路Figure 5. Hardware circuit

在軟件設(shè)計(jì)上,需要在電路固定后對(duì)相位差φ值進(jìn)行定標(biāo)。將負(fù)載設(shè)計(jì)為開路或者短路,開路時(shí)為180 °所對(duì)應(yīng)的φ值,記錄A/D讀取的相位差值,同理測(cè)量負(fù)載短路時(shí)的值并記錄。定標(biāo)完成后即可把參數(shù)固化在測(cè)量程序之中。程序?qū)崿F(xiàn)方法如下文所示[15]。

Iinput:MagA:正向取樣讀取的電壓值;

Iinput:MagB:反向取樣讀取的電壓值;

Iinput:phase_degree:讀取的相位值。

1:magdb=(MagA-MagB)計(jì)算出正向功率與反向功率的差值,以DB表示;

2:|Γ|=pow(10,-magdb)把差值轉(zhuǎn)化成為反射系數(shù);

3:swr=(1+|Γ|)/(1-|Γ|)利用反射系數(shù)計(jì)算駐波比;

4:|Γ|·i=|Γ|×cos(Pi×phase_degree/180) 計(jì)算出反射系數(shù)的實(shí)部;

5:|Γ|·j=|Γ|×sin(Pi×phase_degree/180) 計(jì)算出反射系數(shù)的虛部;

6:ZΓ=RΓ+jXΓ=50(1+|Γ|·i+|Γ|·j)/(1-|Γ|·i-|Γ|·j)。

利用式(8)求出被測(cè)阻抗的矢量值[16]。

經(jīng)測(cè)試,在1～60 MHz范圍內(nèi),矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀測(cè)量結(jié)果與本文的測(cè)量結(jié)果比較[17]如圖6所示。其中,power為本文設(shè)計(jì),VNA為矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀測(cè)量,被測(cè)矢量阻抗為1.8 m鞭天線。

圖6 本文設(shè)計(jì)與網(wǎng)絡(luò)分析儀性能比較Figure 6. Performance comparison between the proposed method and network analyzer

通過對(duì)實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證板的測(cè)試可知,當(dāng)輸入信號(hào)功率達(dá)到-5 dBm時(shí),本文驗(yàn)證系統(tǒng)所有頻點(diǎn)測(cè)量準(zhǔn)確且測(cè)試結(jié)果穩(wěn)定。當(dāng)輸入信號(hào)功率在-6～-10 dBm時(shí),部分頻點(diǎn)測(cè)量準(zhǔn)確,部分頻點(diǎn)阻抗測(cè)量不準(zhǔn)確。當(dāng)輸入信號(hào)功率小于-10 dBm時(shí),所有頻點(diǎn)阻抗測(cè)量不準(zhǔn)確。由此可知,本文實(shí)驗(yàn)系統(tǒng)的測(cè)量信號(hào)動(dòng)態(tài)范圍的下限為-5 dBm。由于本文實(shí)驗(yàn)系統(tǒng)中的定向耦合器為自行繞制,故在測(cè)試中連續(xù)接入47 dBm的信號(hào),系統(tǒng)可準(zhǔn)確測(cè)量并穩(wěn)定工作。當(dāng)輸入信號(hào)為48～50 dBm時(shí),系統(tǒng)可正常測(cè)量并短時(shí)間工作。長(zhǎng)時(shí)間工作后定向耦合器發(fā)熱,當(dāng)工作超15 min后,定向耦合器發(fā)熱嚴(yán)重,同時(shí)其阻抗發(fā)生變化,信號(hào)反射增加,對(duì)發(fā)射機(jī)可能造成影響。

最終測(cè)得本文實(shí)驗(yàn)系統(tǒng)的工作動(dòng)態(tài)范圍為-5～47 dBm,實(shí)現(xiàn)了超過50 dB的測(cè)量動(dòng)態(tài)范圍。同時(shí),通過測(cè)量與計(jì)算可以得出,如果合理調(diào)整定向耦合器[18],例如加大磁環(huán)尺寸、加粗繞線,測(cè)量系統(tǒng)有能力承受更高功率并達(dá)到更高的動(dòng)態(tài)范圍。利用本文測(cè)量系統(tǒng)方案,開發(fā)出400 W短波天線調(diào)諧器阻抗測(cè)量與監(jiān)控電路以及20 W短波天線調(diào)諧器阻抗測(cè)量電路等應(yīng)用,應(yīng)用場(chǎng)景如圖7所示。本文設(shè)計(jì)從20 W覆蓋到400 W,充分展示了本文系統(tǒng)高動(dòng)態(tài)范圍的特點(diǎn)。

(a)

3 結(jié)束語

本文利用定向耦合器作為矢量阻抗測(cè)量模塊的核心,具有電路簡(jiǎn)單、誤差小和測(cè)量精度高的特點(diǎn),且具有較高的動(dòng)態(tài)范圍。本文設(shè)計(jì)的實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證板在實(shí)測(cè)中信號(hào)動(dòng)態(tài)范圍達(dá)到了-5～47 dBm,實(shí)現(xiàn)了超過50 dB的測(cè)量動(dòng)態(tài)范圍。通過優(yōu)化模塊電路,有能力實(shí)現(xiàn)-20～60 dBm的接近80 dB實(shí)測(cè)動(dòng)態(tài)范圍[19]。通過模塊化的電路設(shè)計(jì),可以使檢測(cè)電路實(shí)現(xiàn)體積小、測(cè)試速度快以及效率高等優(yōu)點(diǎn)。測(cè)試輸出直接為數(shù)字信號(hào),可以與控制系統(tǒng)終端或嵌入式終端直接相連。模塊化數(shù)字輸出的使用方式適用于各種天線系統(tǒng)的測(cè)量和調(diào)配場(chǎng)景[20],可獨(dú)立形成一個(gè)小型化的測(cè)試系統(tǒng)。同時(shí),該模塊也能較好地適配各種通信設(shè)備,可以作為通信發(fā)射機(jī)的天線監(jiān)測(cè)或功率強(qiáng)度控制部件。本文設(shè)計(jì)作為模塊化部件,有效提高了通信發(fā)射機(jī)對(duì)于各種不同的使用場(chǎng)景的適應(yīng)能力,例如機(jī)載、艦載或車載等不同的天線狀況,對(duì)通信發(fā)射機(jī)的使用和維護(hù)具有重要意義。該測(cè)量模塊也可以應(yīng)用于簡(jiǎn)易網(wǎng)絡(luò)分析儀、阻抗測(cè)試模塊等方向,具有良好的應(yīng)用與擴(kuò)展性以及較高的實(shí)用價(jià)值。