一種9～26 GHz 寬帶MMIC 低噪聲放大器的設(shè)計(jì)與實(shí)現(xiàn)

葉坤，張夢(mèng)璐，蔣樂(lè)，豆興昆，丁浩

（中科芯集成電路有限公司，江蘇無(wú)錫 214072）

1 引言

低噪聲放大器作為射頻接收機(jī)前端的關(guān)鍵部分，能夠在降低噪聲干擾的同時(shí)放大天線的接收信號(hào)。其較高的增益可以保證對(duì)微弱信號(hào)的放大及對(duì)后級(jí)鏈路噪聲的抑制，優(yōu)良的噪聲性能可以提高接收機(jī)的靈敏度[1]，因此在進(jìn)行系統(tǒng)設(shè)計(jì)時(shí)需要低噪聲放大器盡量滿足寬頻帶、低噪聲、低功耗、高增益等指標(biāo)要求。

寬帶放大器的常見(jiàn)結(jié)構(gòu)包括平衡式、分布式及反饋式結(jié)構(gòu)[2]。文獻(xiàn)[3]基于分布式結(jié)構(gòu)實(shí)現(xiàn)了0.1～18 GHz 寬帶低噪聲放大器，增益大于18 dB，噪聲系數(shù)小于4 dB。文獻(xiàn)[4]采用了蘭格耦合器的平衡式結(jié)構(gòu)，該低噪聲放大器在19～26 GHz 頻帶內(nèi)增益高于18 dB，噪聲系數(shù)典型值為4 dB。文獻(xiàn)[5]設(shè)計(jì)了兩級(jí)級(jí)聯(lián)的并聯(lián)負(fù)反饋式低噪聲放大器，工作頻段為2～20 GHz，增益典型值大于20 dB，噪聲系數(shù)典型值為3 dB。查閱文獻(xiàn)可以發(fā)現(xiàn)，相比于其他兩種放大器，反饋式放大器結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，更容易實(shí)現(xiàn)。

本文基于0.15 μm GaAs 贗配高電子遷移率晶體管（pHEMT）工藝設(shè)計(jì)了一款工作頻段在9～26 GHz 的寬帶低噪聲放大器，采用三級(jí)共源放大電路級(jí)聯(lián)的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，通過(guò)負(fù)反饋及電流復(fù)用結(jié)構(gòu)改善增益平坦度、帶寬、功耗等性能。該芯片具有較寬的頻帶、較低的功耗和噪聲系數(shù)，可應(yīng)用于無(wú)線通信、衛(wèi)星接收、雷達(dá)及電子對(duì)抗等設(shè)備。

2 電路設(shè)計(jì)

2.1 器件選型

在設(shè)計(jì)低噪聲放大器時(shí)，管芯尺寸和偏置點(diǎn)的選擇在一定程度上決定了芯片的噪聲、功耗及輸出功率等性能，而電感的品質(zhì)因數(shù)Q 則對(duì)電路的功率及噪聲匹配有較大的影響，因此在進(jìn)行電路設(shè)計(jì)前需要先選擇合理的管芯大小、直流偏置點(diǎn)以及電感模型。

2.1.1 管芯

通常情況下，在一定范圍內(nèi)減小管芯的柵寬可以降低噪聲系數(shù)，但同時(shí)也會(huì)降低增益；在總柵寬一定時(shí)，增大柵指數(shù)可以優(yōu)化噪聲性能[6]。級(jí)聯(lián)系統(tǒng)的噪聲系數(shù)NF為

其中，NFn和Gn分別為第n 級(jí)的噪聲系數(shù)和增益[7]。

分析可知，第一級(jí)放大電路的晶體管及匹配網(wǎng)絡(luò)噪聲對(duì)整體噪聲系數(shù)影響最大；提高前級(jí)電路的增益可以降低后級(jí)對(duì)噪聲性能的影響，因此在選擇管芯尺寸時(shí)需要保證第一級(jí)的噪聲盡量低，前級(jí)的增益較高，而最后一級(jí)管芯則決定了輸出功率。

對(duì)管芯模型進(jìn)行仿真，并結(jié)合工藝提供的測(cè)試數(shù)據(jù)分析噪聲、增益、功率等指標(biāo)，確定本設(shè)計(jì)選擇三級(jí)4×50 μm 的耗盡型晶體管，三級(jí)管芯的直流偏置點(diǎn)如表1 所示。通過(guò)仿真可知，第一級(jí)管芯在該偏置條件下工作頻帶內(nèi)的噪聲系數(shù)約為1 dB，同時(shí)對(duì)末級(jí)管芯進(jìn)行負(fù)載牽引得到單管的輸出功率1 dB 壓縮點(diǎn)，考慮到匹配損耗等因素，可滿足設(shè)計(jì)指標(biāo)對(duì)于噪聲和功率壓縮點(diǎn)的要求。

表1 三級(jí)管芯的直流偏置點(diǎn)

2.1.2 電感

電感在放大器設(shè)計(jì)中常用于阻抗匹配、射頻扼流，其主要性能指標(biāo)有感值L 和品質(zhì)因數(shù)Q。其中，Q 值對(duì)于電路的功率及噪聲匹配有較大的影響，Q 值越大，電感的損耗越小。

單片集成電路中最常用到的電感模型是平面螺旋電感，其感值L 的計(jì)算式[8]為

其中，μ 為磁導(dǎo)率，m 為電感線圈匝數(shù)，davg為內(nèi)外徑的算術(shù)平均值，ρ 為反映電感內(nèi)外徑din、dout比例的系數(shù)，c1～c4是電感的幾何形狀系數(shù)。

Q 值的計(jì)算式[8]為

其中，f 為頻率，R 為微帶阻值，Rs為導(dǎo)電材料表面阻值，K 為修正因子，l、s、w 分別為電感的長(zhǎng)度、線寬及間距。

由以上公式可以看出，在感值不變的情況下提高Q 值的方法包括增大線寬、改變電感形狀等。對(duì)于電感形狀的選擇，圓形電感的Q 值相對(duì)較高，但其對(duì)于工藝的要求更高，且輸入、輸出端口位置難以更改，較為局限；考慮到布版和尺寸等因素，本文選擇布局方式更加靈活、面積更小的方形電感。

2.2 電路設(shè)計(jì)

本文設(shè)計(jì)了一款電流復(fù)用與負(fù)反饋結(jié)構(gòu)結(jié)合的寬帶低噪聲放大器，在9～26 GHz 頻帶內(nèi)實(shí)現(xiàn)高增益、低功耗和低噪聲。放大器的整體電路結(jié)構(gòu)如圖1 所示，從圖1 可以看出，放大器為單電源供電，采用三級(jí)共源放大電路級(jí)聯(lián)結(jié)構(gòu)。其中，第一級(jí)保證盡量低的噪聲系數(shù)，第二級(jí)用于展寬頻帶、提高增益，第三級(jí)保證滿足輸出駐波及功率的要求。

圖1 放大器的整體電路結(jié)構(gòu)

2.2.1 匹配及偏置電路

本設(shè)計(jì)為寬帶低噪聲放大器，因此在設(shè)計(jì)匹配電路時(shí)需要實(shí)現(xiàn)寬帶和低噪聲匹配，同時(shí)兼顧增益、平坦度及輸入輸出駐波等指標(biāo)，在參數(shù)調(diào)節(jié)時(shí)根據(jù)電路結(jié)構(gòu)特性及設(shè)計(jì)要求劃定指標(biāo)優(yōu)先級(jí)，進(jìn)行合理的取舍。

輸入及第一級(jí)晶體管匹配以噪聲匹配作為第一優(yōu)先級(jí)，并在滿足輸入駐波要求的同時(shí)盡可能提高增益以降低后級(jí)電路對(duì)噪聲的影響；輸出匹配著重于提高輸出功率、改善輸出駐波，設(shè)計(jì)時(shí)盡量選擇高Q 值電感以降低損耗，尤其是輸入端電感，其損耗直接疊加到整體噪聲中。電容C1、C9 在參與匹配的同時(shí)還起到隔離直流信號(hào)、保護(hù)端口的作用。

級(jí)間匹配網(wǎng)絡(luò)可降低信號(hào)的傳輸損耗，提高電路增益，調(diào)節(jié)增益平坦度，同時(shí)對(duì)駐波和穩(wěn)定性也有一定的影響。設(shè)計(jì)時(shí)通過(guò)調(diào)節(jié)級(jí)間及并聯(lián)負(fù)反饋的元件值使各級(jí)放大電路之間達(dá)到較好的匹配。

偏置電路可以濾除直流電源的干擾，為晶體管提供穩(wěn)定的工作電壓和電流，同時(shí)也在一定程度上參與匹配。由于放大器采用單電源供電，而耗盡型晶體管的開啟條件需要柵源電壓為負(fù)，因此在源極并聯(lián)RC結(jié)構(gòu)，通過(guò)自偏置為第一、三級(jí)晶體管提供源極電壓[9]，此外還通過(guò)電阻R8 和R9 實(shí)現(xiàn)分壓，為第二級(jí)晶體管提供合適的柵極電壓。

2.2.2 負(fù)反饋結(jié)構(gòu)

圖2 為負(fù)反饋結(jié)構(gòu)示意圖，包括漏極與柵極間的并聯(lián)負(fù)反饋、源極串聯(lián)負(fù)反饋。

圖2 負(fù)反饋結(jié)構(gòu)示意圖

在進(jìn)行放大器設(shè)計(jì)時(shí)一般會(huì)在源極串接電感來(lái)調(diào)節(jié)匹配并改善穩(wěn)定性，但該電感通常較小，工藝難以實(shí)現(xiàn)，且感值較為敏感，易受精度、溫度等因素干擾導(dǎo)致感值偏差從而影響放大器的性能，因此本文采用微帶線代替電感作為反饋元件，通過(guò)調(diào)整反饋量平衡阻抗匹配和噪聲匹配，改善電路的穩(wěn)定性，使電路既有良好的噪聲性能又能達(dá)到較好的增益。

并聯(lián)負(fù)反饋結(jié)構(gòu)可以有效地?cái)U(kuò)展帶寬、調(diào)節(jié)駐波及穩(wěn)定性、改善增益平坦度[10]，但由于結(jié)構(gòu)中包含阻性元件，在一定程度上會(huì)增加噪聲干擾。根據(jù)2.1.1 節(jié)對(duì)噪聲性能的分析，在設(shè)計(jì)時(shí)僅在第二、三級(jí)引入并聯(lián)負(fù)反饋，以降低其對(duì)整體噪聲性能的影響。

電阻的引入還可以調(diào)節(jié)電路的低頻增益，其阻值與反饋量成反比[11]，阻值減小時(shí)反饋量增大會(huì)導(dǎo)致低頻增益下降，噪聲系數(shù)變差；而反饋量減小時(shí)回波損耗會(huì)有一定惡化。設(shè)計(jì)時(shí)需要權(quán)衡各項(xiàng)指標(biāo)，調(diào)整阻值引入合適的反饋量。電感可減少反饋回路在高頻段的反饋量，補(bǔ)償管芯高頻增益的下降，改善增益平坦度。

2.2.3 電流復(fù)用結(jié)構(gòu)

為解決多級(jí)級(jí)聯(lián)結(jié)構(gòu)的高功耗問(wèn)題，本文通過(guò)電流復(fù)用結(jié)構(gòu)對(duì)電路進(jìn)行改進(jìn)[12]，采用電感L13 連接晶體管M1 的漏極和晶體管M2 的源極，形成如圖3 所示的直流通路。

圖3 電流復(fù)用結(jié)構(gòu)直流通路示意圖

靜態(tài)工作時(shí)晶體管M1 和M2 共用電流，漏極電壓VDD通過(guò)晶體管等效電阻及R1 分壓為晶體管M1、M2 提供合適的漏源電壓；交流工作時(shí)電感L13 隔離高頻信號(hào)，由晶體管M1 放大的信號(hào)通過(guò)電容C3 傳輸至晶體管M2 的柵極，實(shí)現(xiàn)進(jìn)一步放大。

這種電流復(fù)用結(jié)構(gòu)可以有效降低功耗，在不增加額外電流的情況下改善電路的增益。同時(shí)由于電流和功耗降低，在第一級(jí)管芯選擇時(shí)可以有更多的余量，從而進(jìn)一步優(yōu)化芯片的噪聲性能。

3 測(cè)試結(jié)果

寬帶低噪聲放大器采用0.15 μm GaAs pHEMT工藝實(shí)現(xiàn)，尺寸為1.75 mm×1.05 mm。芯片工作頻段為9～26 GHz，工作電壓為+5 V，靜態(tài)電流為55 mA，采用微波探針臺(tái)、矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀、信號(hào)源等儀器對(duì)放大器的S 參數(shù)、噪聲及功率壓縮點(diǎn)進(jìn)行測(cè)試。

圖4 為芯片的仿真與實(shí)測(cè)結(jié)果對(duì)比，其中紅色曲線為測(cè)試結(jié)果，藍(lán)色曲線為仿真結(jié)果。從圖4 可以看出，芯片實(shí)測(cè)增益大于18 dB，具有一定的正斜率；輸入駐波小于1.7，輸出駐波小于1.5，端口實(shí)現(xiàn)了良好的匹配；輸出功率1 dB 壓縮點(diǎn)在13～15 dBm；帶內(nèi)噪聲系數(shù)不大于2.5 dB，在19 GHz 處噪聲系數(shù)最低為1.9 dB；反向隔離度的絕對(duì)值大于36 dB。

圖4 低噪聲放大器芯片仿真與實(shí)測(cè)結(jié)果對(duì)比

從對(duì)比結(jié)果可以看出，增益及反向隔離度的實(shí)測(cè)和仿真結(jié)果吻合較好，駐波、輸出功率壓縮點(diǎn)及噪聲在一定程度上有所惡化，其原因可能是仿真模型精準(zhǔn)度不夠以及工藝精度誤差造成的器件尺寸差異導(dǎo)致性能變動(dòng)。

低噪聲放大器性能對(duì)比如表2 所示，通過(guò)表2 可以看出，本文設(shè)計(jì)的寬帶低噪聲放大器在噪聲性能、功耗等方面存在優(yōu)勢(shì)，具有較好的應(yīng)用前景。

表2 低噪聲放大器性能對(duì)比

4 結(jié)論

本文采用0.15 μm 耗盡型GaAs pHEMT 技術(shù)設(shè)計(jì)并實(shí)現(xiàn)了一種工作在9～26 GHz 的寬帶低噪聲放大器，最終實(shí)現(xiàn)的芯片尺寸為1.75 mm×1.05 mm，采用三級(jí)共源放大電路級(jí)聯(lián)，通過(guò)電流復(fù)用降低電路功耗，并引入并聯(lián)負(fù)反饋結(jié)構(gòu)實(shí)現(xiàn)寬頻帶和較好的增益平坦度。芯片在+5 V 工作電壓下，靜態(tài)電流為55 mA，工作頻段內(nèi)實(shí)測(cè)增益大于18 dB，噪聲系數(shù)不大于2.5 dB，1 dB 壓縮點(diǎn)輸出功率大于13 dBm，具有寬頻帶、低噪聲、低功耗、面積小等性能優(yōu)勢(shì)。