混合動力挖掘機中基于電流匹配的雙向DC/DC前饋補償控制策略

賀繼齡， 王 輝

（湖南信息學(xué)院電子科學(xué)與工程學(xué)院， 湖南 長沙 410151）

1 引言

挖掘機因需要不斷改變機身作業(yè)位置而需使回轉(zhuǎn)電機頻繁啟停。電機的這些過程常伴有過量的瞬時峰值功率需求，易對系統(tǒng)供能造成沖擊。引入混合動力能量管理技術(shù)可更高效、科學(xué)地分配功率流。因此，串聯(lián)式混合動力挖掘機由于其燃油經(jīng)濟性好、排放少、發(fā)動機不受負載影響而得到越來越多的重視[1-3]。

串聯(lián)式混合動力挖掘機的回轉(zhuǎn)電機驅(qū)動系統(tǒng)是在經(jīng)典雙PWM結(jié)構(gòu)中的直流側(cè)加一雙向DC/DC與超級電容相連。由于電機的頻繁啟停，如何分配超級電容的能量來幫助發(fā)動-發(fā)電機組穩(wěn)定運行在一高效區(qū)間，減少其能源消耗，是混合動力能量管理系統(tǒng)控制策略的一個重點。文獻[4]～[5]所提出的策略最終將控制對象放在雙向DC/DC電感電流上，在保證升壓供能的同時能得到穩(wěn)定的電流[4-5]；文獻[6]則解釋了該策略是：恒流升壓模式相比于恒壓模式，其優(yōu)點在于輸出電流始終處于穩(wěn)定值，電源放電穩(wěn)定。然而實際中電機的功率隨轉(zhuǎn)速的升高而升高，單純以指定電流進行放電無法動態(tài)匹配電機這一需求的變化，易使超級電容在電機功率需求較低時供能過量而在需求過大時供能不足。多余或不足的能量需要供能側(cè)來彌補，進而導(dǎo)致發(fā)動-發(fā)電機組工作狀態(tài)不穩(wěn)定，母線電容上電流變化率增加，能量利用率降低[6]。文獻[7]在此基礎(chǔ)上提出了基于母線電壓外環(huán)的DC/DC三環(huán)控制結(jié)構(gòu)，且亦適用于電機啟動過程，該設(shè)計在一定程度上可令雙向DC/DC根據(jù)母線電能情況調(diào)節(jié)輸出電流，間接實現(xiàn)了負載功率需求的跟隨[7]，但其供能側(cè)使用的是二極管，不可控整流，與串聯(lián)式挖掘機中供能側(cè)采用全控整流的結(jié)構(gòu)沖突。

本文針對電機啟動過程，分析了母線上電流的供求關(guān)系，在雙向DC/DC Boost模式基礎(chǔ)上加入了前饋補償，并對Boost模式下雙向DC/DC傳函進行推導(dǎo)，得出雙向DC/DC輸入、輸出電流的傳函關(guān)系，并給出相應(yīng)的電路實現(xiàn)依據(jù)，以實現(xiàn)Boost模式下輸出電流自動匹配電機的需求，從而減少整流側(cè)的補償作用，使發(fā)動-發(fā)電機組能運作在一種穩(wěn)定的功率輸出狀態(tài)，同時亦降低母線電壓波動。仿真和實驗驗證了策略的有效性和適用性。

2 混合動力挖掘機回轉(zhuǎn)電機電驅(qū)動系統(tǒng)

2.1 回轉(zhuǎn)系統(tǒng)動力總成結(jié)構(gòu)

圖1為回轉(zhuǎn)電機電驅(qū)動系統(tǒng)主電路拓撲結(jié)構(gòu)。發(fā)電機與電動機均為表貼式永磁同步電機（SPMSG和SPMSM）。PWM整流控制直流側(cè)母線電壓穩(wěn)定，控制算法為磁場定向（Field Oriented Control，F(xiàn)OC） 雙環(huán)控制（id=0）[8]；PWM逆變控制電機轉(zhuǎn)速為額定轉(zhuǎn)速值，亦采用FOC（id=0） 雙環(huán)控制[9]。雙向DC/DC采用電感電流單環(huán)、獨立PWM控制：在作Boost升壓時橋臂上管關(guān)閉，下管獨立受PWM信號驅(qū)動，電感電流經(jīng)PI控制器控制在指定值[10]，其控制結(jié)構(gòu)如圖2所示。

圖2 雙向DC/DC恒流控制結(jié)構(gòu)

2.2 常規(guī)電機啟動策略下雙向DC/DC恒流控制

由于電機啟動常伴有瞬時峰值功率消耗，常規(guī)的能量管理策略[11]是電機啟動的同時開啟雙向DC/DC進行Boost升壓，超級電容通過變換器提供電機所需的瞬時大功率，以此減少供能側(cè)的消耗。雙向DC/DC采用圖2結(jié)構(gòu)控制其電感電流作恒流放電。

然而，該策略會使得直流母線上逆變側(cè)輸入電流與DC/DC側(cè)輸出電流不匹配，又由于整流側(cè)的功率輸出由負載（回轉(zhuǎn)電機和超級電容） 決定，單純使超級電容以大電流放電而不匹配電機實際電能需求的變化，會使得整流側(cè)的功率輸出不穩(wěn)定。下面給出理論分析。

回轉(zhuǎn)電機啟動后，直流母線逆變側(cè)電流計算公式有：

式中：sa、sb、sc——三相橋臂上管的開關(guān)函數(shù)，開關(guān)函數(shù)為二值函數(shù)而非狀態(tài)量。對其進行雙傅里葉展開[12]，并在載波信號頻率遠大于調(diào)制信號頻率時忽略其高頻成分，得：

式中：M——SVPWM算法中調(diào)制系數(shù)，為逆變器交流側(cè)相電壓幅值與直流母線電壓的比值；ω——調(diào)制信號（電機輸出電流） 電角頻率。通常PMSM三相平衡，逆變器正常工作輸出電流為對稱正弦信號，如式（3）所示。

式中：φ——輸出電流與電壓的初始相位差，由電機阻抗決定；Is——輸出電流矢量幅值，滿足公式：

將式（2）、（3）代入式（1），采用開關(guān)周期狀態(tài)平均處理[11]，可得每個開關(guān)周期逆變側(cè)電流均值Iinv，計算公式如式（5）所示。

若視id=0控制始終成立，將式（6）代入式（5）可得：

由式（6）可知：電機轉(zhuǎn)速未達到給定值之前，iq維持在最大飽和狀態(tài)，Iinv只與M相關(guān)。電機轉(zhuǎn)速較低時其內(nèi)部反電動勢較小，定子端電壓（相電壓） 幅值也較小，則M也很小。逆變電路是一降壓過程，M較小意味著可控管的占空比（導(dǎo)通時間） 小，電壓持續(xù)時間不長，電樞上的電流均值不大；隨著轉(zhuǎn)速升高，PMSM中反電動勢逐漸增大，M及Iinv也隨之增大。故Iinv在啟動過程中是一個隨轉(zhuǎn)速上升的趨勢。

同理，連續(xù)模式（CCM） 下雙向DC/DC作Boost升壓，其輸出側(cè)電流在每個開關(guān)周期內(nèi)的均值ILDC[12]，計算公式如式（7）所示。

式中：d——雙向DC/DC下管開關(guān)函數(shù)占空比；Usc——超級電容端口電壓。雙向DC/DC控制電感電流使超級電容作恒流放電，超級電容端電壓Usc將由初始值下降。由式（7）可知，ILDC是一個從初始值減少的趨勢。

事實上，雙向DC/DC作恒流Boost運行時，其低壓側(cè)電壓Usc越高，電路橋臂下管的占空比d就越小，IGBT截止時間就越長，電流將經(jīng)上臂反向二極管輸出至直流母線，ILDC就越大。

綜上，直流母線上電流的供求不平衡表現(xiàn)在：回轉(zhuǎn)電機轉(zhuǎn)速較低時，逆變側(cè)電流均值Iinv小于雙向DC/DC輸出側(cè)電流均值ILDC，雙向DC/DC輸出盈余的電能只能回饋送入整流側(cè)，通過整流器對PMSG的四象限運行控制使PMSG由發(fā)電狀態(tài)轉(zhuǎn)為電動狀態(tài)，消耗此部分電能，而當(dāng)回轉(zhuǎn)電機轉(zhuǎn)速接近給定值時，超級電容由于大電流深度放電而導(dǎo)致端電壓下降，占空比增大，ILDC容易小于此時的Iinv，導(dǎo)致供能不足。此時亦只能由整流側(cè)提供不足的電能。

如此，超級電容和電機的電能供求關(guān)系存在矛盾，同時系統(tǒng)還會因PWM整流的狀態(tài)強制切換而導(dǎo)致發(fā)動-發(fā)電機組的工作狀態(tài)不再穩(wěn)定，母線電壓控制減弱并出現(xiàn)大范圍波動。

3 雙向DC/DC電流給定值前饋補償控制策略設(shè)計

為改善常規(guī)策略中電流不匹配的問題，調(diào)整啟動策略，并對圖2中電流給定值進行前饋補償，使超級電容的放電目標(biāo)能實時跟隨電機側(cè)需求進行變化。

要滿足回轉(zhuǎn)電機啟動所需電能，并在此基礎(chǔ)上實現(xiàn)發(fā)動-發(fā)電機組的穩(wěn)定運行，回轉(zhuǎn)電機啟動策略調(diào)整為[13]：PWM整流側(cè)先為電機單獨供能，在轉(zhuǎn)矩不突變情況下，電機功率需求會隨轉(zhuǎn)速升高而升高[14-15]，當(dāng)電機需求功率達到某一恒定功率點Pconst（如發(fā)動-發(fā)電機組額定功率） 時，再開啟雙向DC/DC進行升壓。超級電容提供余下的峰值功率部分，PWM整流側(cè)則在該恒功率點上做穩(wěn)定功率輸出，保持母線電壓受控。

當(dāng)母線電壓穩(wěn)定時，一個開關(guān)周期內(nèi)母線電容兩端的電流均值為0，則直流母線上滿足：Iinv=Irec+ILDC。將直流母線上Iinv-Irec作為外部干擾量而進行前饋引入，可得當(dāng)前ILDC理想的變化趨勢，通過Boost模式下雙向DC/DC輸入輸出關(guān)系可由此得到電感電流iL的理想匹配趨勢（給定值）。如此，iL不再為恒值不變，而是隨之作相應(yīng)補償變化，雙向DC/DC在下一刻也將按照此規(guī)律作匹配輸出。實現(xiàn)該功能的結(jié)構(gòu)示意圖如圖3所示。

圖3 電流給定值可變的DC/DC控制結(jié)構(gòu)示意圖

3.1 前饋補償量處理

母線電壓穩(wěn)定時，雙向DC/DC輸出電流均值與Iinv、Irec關(guān)系為：

根據(jù)所提出控制策略，期望整流側(cè)在雙向DC/DC工作后輸出穩(wěn)定功率。忽略整流器損耗，其兩邊有：

聯(lián)立式（8）、式（9），并對Irec進行限幅，可得雙向DC/DC輸出電流均值的期望變化趨勢：

穩(wěn)態(tài)時，ILDC*到iL*的關(guān)系可由CCM下式（7）實現(xiàn)，但無法保證其動態(tài)特性，故還需找到iL與ILDC之間更為詳細的關(guān)系。

3.2 Boost下雙向DC/DC輸入輸出電流對應(yīng)關(guān)系

雙向DC/DC處于獨立PWM控制、CCM下Boost模式，其上管關(guān)斷，下管有效。該系統(tǒng)表現(xiàn)為非線性，需采用小信號模型對其線性化處理。采用受控電壓源，受控電流源和理想變壓器等效，建立變換器在Boost下信號交流等效電路；對變換器輸入電流iL（t）、電壓Usc（t）和輸出電壓Udc（t）進行開關(guān)周期平均，得到變換器小信號等效模型[12，16]，如圖4所示。

圖4 Boost模式下雙向DC/DC小信號模型

圖4中，電感電流、母線電容電壓iL（t）、Udc（t）的穩(wěn)態(tài)值分別為IL、Udc；D＇=1-D=Usc/Udc，D為電路穩(wěn)態(tài)占空比，Cdc為母線電容，R為等效負載電阻。

采用擾動法解該小信號模型。在變換器工作于某一穩(wěn)態(tài)工作點時，對電感電流＜iL（t）＞和占空比＜d（t）＞在直流點附近加入小信號擾動：假設(shè)輸入穩(wěn)定，令＜Usc（t）＞=0，對圖4左邊回路進行電壓計算，右邊回路進行電流計算，得到擾動后關(guān)于電感電流的狀態(tài)方程有：

取式（11）拉式變換，并提出目標(biāo)項，得到雙向DC/DC在Boost下占空比到電感電流的傳函：

式（12）分子項1對ILD＇而言影響較小，可將其簡化，后由圖4電路采用基爾霍夫電流法可得到變換器輸入、輸出電流關(guān)系，將其取拉式變換，則：

聯(lián)立式（12）、（13）可得：

式（14）形式復(fù)雜，不利于實際電路實現(xiàn)。將式（14）進行多項式分解和展開，可得：

式（15）提供了實現(xiàn)該對應(yīng)關(guān)系的理論依據(jù)。式中G（s）前部分可看作一個帶反相器，比例系數(shù)為1，積分系數(shù)k1為ILD＇/L的PI控制器，如圖5a所示；后部分可以看作一階系統(tǒng)，其時間常數(shù)為Cdc、IL，反饋通路是系數(shù)k2為IL/R-D＇的比例環(huán)節(jié)，如圖5b所示。兩者均可進行數(shù)字化實現(xiàn)：前者可進行數(shù)字化設(shè)計[16]，后者在進行反拉氏變換后，可對出現(xiàn)的微分項進行前向歐拉處理。

圖5 iL與ILDC推導(dǎo)關(guān)系的實現(xiàn)

最后需驗證所求得關(guān)系是否滿足雙向DC/DC在Boost模式下CCM模式，以滿足前文分析基礎(chǔ)。將式（13）做變換，得到：

將其帶入式（12），可得到系統(tǒng)“控制-輸出”的傳函：

傳函的分子為二次函數(shù)，其開口向下，與虛軸存在正值交點，因此傳函必將存在一個RHP零點，而RHP零點的出現(xiàn)則表征系統(tǒng)處于CCM下?？梢源致苑治觯摿泓c的位置與分子對稱軸有關(guān)：

即D＇R-IL，以R為變量：當(dāng)雙向DC/DC負載越大，對稱軸沿實軸方向數(shù)值變大。由于該零點不易補償，故RHP零點在右半平面且距原點越遠，所能設(shè)置的帶寬就越寬；相反，當(dāng)系統(tǒng)處于輕載狀態(tài)，RHP零點離原點越近，CCM下允許設(shè)計的帶寬就越低，系統(tǒng)越易在CCM和DCM之間振蕩。

能看到所推導(dǎo)的“控制-輸出”傳函中存在RHP零點，系統(tǒng)處于CCM，支持前文分析。

系統(tǒng)總控制結(jié)構(gòu)如圖6所示。圖中條件限幅用于判斷發(fā)動-發(fā)電機組功率是否達到期望的恒功率工作點。Gpwm（s）為PWM調(diào)制器傳函，根據(jù)文獻[12]，可等效為比例環(huán)節(jié)，VM為PWM載波幅值：

圖6 雙向DC/DC電流給定值前饋補償控制

H1（s）、H2（s）為電流采樣的等效傳函，在數(shù)字AD采樣中可用一慣性環(huán)節(jié)表征[17]，Tf可等效為電流均值的采樣周期。

3.3 控制參數(shù)整定與穩(wěn)定性分析

按照圖6結(jié)構(gòu)實現(xiàn)iL控制，還需對PI參數(shù)進行整定。聯(lián)立式（12）、式（19）和式（20），以及PI控制器傳函：GP（Is）=kp+ki/s，得出系統(tǒng)的開環(huán)傳函：

電感與電容之積數(shù)量級很小，忽略小二次項系數(shù)，得：

其中，τ=kp/ki。采用工業(yè)控制中零點對消被控對象大時間常數(shù)極點[17]，令τ=L/RD＇2，得到：

其中，K1=L/ILD＇，K2=kpIL/VMLD＇。其閉環(huán)傳函為帶一個閉環(huán)零點的二階系統(tǒng)：

根據(jù)二階系統(tǒng)最優(yōu)設(shè)計指標(biāo)，取ξ=0.707，可得出PI的整定參數(shù)：

由于數(shù)字采樣周期決定前饋量的精度，需考慮采樣周期（頻率） 對設(shè)計系統(tǒng)的穩(wěn)定性影響。在Tf1=3e-4時，帶前饋補償?shù)碾p向DC/DC電流控制結(jié)構(gòu)幅頻特性如圖7所示。

圖7 雙向DC/DC控制系統(tǒng)波特圖 （Tf1=3e-4）

截止頻率處的相角為-143°，相角裕度37°。工程中要求相位裕量在30°～60°，系統(tǒng)相對穩(wěn)定性較好[18]。

當(dāng)采樣頻率減小（Tf1變大），前向通道中的時間常數(shù)變大，系統(tǒng)滯后性開始體現(xiàn)，在大時間常數(shù)作用下二階系統(tǒng)響應(yīng)減弱，其閉環(huán)特征根從左半平面向縱坐標(biāo)軸靠近。在Tf1=3e-1的時候，系統(tǒng)頻率特性如圖8所示。

圖8 雙向DC/DC控制系統(tǒng)波特圖 （Tf1=3e-1）

此時相角為-171°，相角裕度很小，穩(wěn)定性變差，系統(tǒng)將處于臨界阻尼狀態(tài)。實際上Tf1越小，采樣時滯性越低，iL和ILDC的關(guān)系越符合式（14），系統(tǒng)穩(wěn)定性越好。其物理意義為：直流側(cè)電流采樣頻率越高，所獲得的電流均值越趨于準(zhǔn)確，反饋的數(shù)值也就越具有實時性；反之?dāng)?shù)據(jù)誤差就越大，系統(tǒng)的擾動也就越大。

4 仿真分析和實驗驗證

4.1 仿真結(jié)果

在Matlab/Simulink環(huán)境下分別對采用雙向DC/DC恒流控制策略和采用電流給定值前饋補償控制策略時，電機的啟動過程進行仿真。仿真模型與圖1結(jié)構(gòu)一致，仿真模型參數(shù)如表1所示。

表1 仿真模型參數(shù)

仿真中，逆變器開關(guān)周期和采樣周期均為0.3ms，DC/DC電流環(huán)PI經(jīng)參數(shù)整定計算、調(diào)試后設(shè)為kp=8，ki=370。整流控制器控制母線電壓為575V，0.05s電機開始帶載（100N·m）啟動。

圖9為電機轉(zhuǎn)速和雙向DC/DC電感電流對比圖。在常規(guī)控制下，DC/DC電感電流給定值（設(shè)為70） 不變，iL在電機啟動全程也基本不變；采用前饋補償后，回轉(zhuǎn)電機功率需求低于恒功率點，能量完全由供能側(cè)提供，DC/DC未進入Boost，電感電流為0。在0.054s左右發(fā)動-發(fā)電機組持續(xù)供能達到恒功率點，DC/DC升壓。此時ILDC*根據(jù)母線上電流需求計算得到，經(jīng)ILDC和iL關(guān)系轉(zhuǎn)換，得到也符合這一規(guī)律的iL*，iL作動態(tài)匹配變化，直至0.07s啟動完畢，DC/DC結(jié)束Boost工作。

圖9 電機轉(zhuǎn)速和雙向DC/DC電感電流對比圖

同樣，DC/DC輸出電流均值也會存在差異。常規(guī)策略下和給定值前饋補償下，直流母線各電流均值情況比較如圖10所示。圖10a為常規(guī)策略控制，如前文推導(dǎo)，一開始ILDC較大且緩慢下降，而Iinv較小且快速上升，兩者的差距使Irec不得不反向補償。圖10b是前饋補償后，母線上各電流均值變化。在0.05～0.054s這段時間內(nèi)，DC/DC沒有工作，其輸出電流均值為0，Irec跟隨Iinv變化；0.054s后DC/DC工作，在給定值補償下，ILDC基本可保持與Iinv一致的變化趨勢，Irec在此作用下基本保持不變，表明發(fā)電機進入恒功率點。圖中電流曲線不完全呈線性變化，一是因為母線電壓并非完全不變，不會出現(xiàn)文中期望的的理想情況，二是因為式（12）作為控制律終究是一個近似表達，電流的開關(guān)周期均值的計算終究存在一定的誤差。

圖10 直流側(cè)電流均值變化

進一步，根據(jù)前文分析，電流的匹配情況將影響母線電壓的波動。圖11則反映了母線電壓在兩種控制策略下的變化?？煽吹皆谶M行前饋補償后，母線電壓基本可保持穩(wěn)定，僅有的兩處波動分別在電機啟動瞬間（0.05s） 和轉(zhuǎn)速達到2000r/min時（0.07s）。當(dāng)轉(zhuǎn)速達到給定值后，轉(zhuǎn)速外環(huán)積分超調(diào)而退飽和，iq迅速跌落，這一過程對系統(tǒng)存在一個瞬時的階躍干擾，屬正常情況。而常規(guī)控制下則波動明顯，波動劇烈的地方恰是圖10a中Irec正負交替的調(diào)整階段。

圖11 母線電壓波動情況對比

4.2 實驗結(jié)果

為進一步驗證理論效果，采用圖12所示的實驗硬件平臺進行實驗。圖12a為10kW數(shù)控伺服系統(tǒng)，圖12b為5kW雙向DC/DC控制系統(tǒng)和6F.160V超級電容；為模擬發(fā)動機對發(fā)電機的拖動，采用異步電機進行開環(huán)調(diào)速來拖動發(fā)電機，控制器統(tǒng)一采用TI公司的TMS320F28335。

圖12 混合動力系統(tǒng)實驗平臺

圖13為采用前饋補償控制策略下電機轉(zhuǎn)速，雙向DC/DC電感電流波形，圖14為母線電壓實驗波形。限于條件PMSM的工作轉(zhuǎn)速設(shè)為150r/min，母線電壓設(shè)為45V，超級電容初始電壓32V。應(yīng)工程要求：電機啟動時間調(diào)為10s，Pconst設(shè)為電機啟動功率（啟動轉(zhuǎn)矩下） 最大值的5%。

圖13 電感電流實驗波形變化

圖14 母線電壓實驗波形變化

圖13所示電感電流波形顯示了前饋補償控制策略下電感電流的改變效果，在發(fā)電機達到恒定功率點（圖中43s左右） 后雙向DC/DC開始工作，且電流進行匹配變化，但對轉(zhuǎn)速正常提升無影響。當(dāng)轉(zhuǎn)速達到給定轉(zhuǎn)速后電路關(guān)閉，由于電感續(xù)流，電流緩慢減少。電流存在振蕩的可能原因是電流給定值在不斷變化，PI參數(shù)的整定并未將系統(tǒng)的動態(tài)性能調(diào)整到最佳，這對電感電流的續(xù)流存在影響。

電機啟動轉(zhuǎn)矩大約為55N·m，負載轉(zhuǎn)矩為10N·m，50s時超級電容端電壓為30V，經(jīng)能量守恒計算，超級電容最高放電電流應(yīng)為30A，實際波形中考慮電路損耗，最大電流大概在27A左右。

圖14則表現(xiàn)了該控制策略完成了直流側(cè)各電流的匹配，從而使母線電容的負荷減小，母線電壓的波動變化保持在安全范圍內(nèi)。母線電壓在電機啟動瞬間有正常的下跌，但在此基礎(chǔ)上隨后的變化情況波動很小，基本可視作沒有變化。

5 結(jié)論

本文針對混合動力挖掘機回轉(zhuǎn)電機啟動時DC/DC Boost模式，分析了傳統(tǒng)控制下電流不匹配問題，提出電流給定值前饋補償?shù)目刂撇呗?，并推?dǎo)了新策略下DC/DC輸入輸出電流關(guān)系，基于此給出了實現(xiàn)該方法的控制參數(shù)整定過程。新控制結(jié)構(gòu)下系統(tǒng)具有如下特點。

1） 雙向DC/DC在升壓模式下，電流放電形式從“最大恒定不變”改為“匹配電機側(cè)電流需求可變”。能量管理系統(tǒng)中能量的分配不再單純依靠人為經(jīng)驗所設(shè)定的靜態(tài)工況來進行，有了動態(tài)的自適應(yīng)匹配性。

2） 新策略下DC/DC兩端電流關(guān)系表達式中包含了靜、動態(tài)特性，具有更強的適應(yīng)性。同時將母線電流差值通過前饋通道引入作為電感電流給定值，能快速在干擾誤差產(chǎn)生時就得到控制律，實現(xiàn)相應(yīng)目標(biāo)。

3） 引入前饋補償后，超級電容輸出電流能一直與逆變直流側(cè)電流保持穩(wěn)定的差值，整流側(cè)以該差值進行穩(wěn)定電流輸出，供能側(cè)也能穩(wěn)定工作在恒功率狀態(tài)，補償作用降低；同時母線電容的電流變化率也減小，母線電壓波動平緩。

此外，本文針對回轉(zhuǎn)電機和超級電容電流不匹配的分析亦可適用于混合動力系統(tǒng)中制動能量回收過程，可供制動能量回收策略設(shè)計參考。