一種有載頻超寬帶脈沖源設計*

畢 煜,謝義方

(1.中國科學院 國家空間科學中心,北京 100190;2.中國科學院大學,北京 100049)

0 引 言

近年來,隨著超寬帶技術的發(fā)展,其應用范圍逐漸擴展至穿墻探測、高精度定位、高速數(shù)傳等方向。超寬帶脈沖源可以發(fā)射極窄的脈沖序列,以較低的功耗獲得高分辨率和更豐富的目標信息,但大多脈沖源為無載頻脈沖源,頻域跨度大,低頻分量較多。在超寬帶通信系統(tǒng)中,其低頻分量在天線發(fā)射時無法得到有效輻射,導致功率損耗。將無載頻脈沖信號進行調(diào)制,得到有載頻脈沖信號,該調(diào)制信號可以減少天線設計復雜度,降低信號傳輸時的功率損耗。

目前,產(chǎn)生無載頻超短脈沖的方法主要有基于射頻三極管和階躍恢復二極管[1-2](Step Recovery Diode,SRD)的電路、基于雪崩三極管的電路[3-4]和基于數(shù)字門電路[5],其中,基于射頻三極管和SRD的方法重復頻率高,脈沖寬度窄,可達幾百皮秒;基于雪崩三極管的方法產(chǎn)生的超寬帶脈沖幅度大,但脈沖寬度大且重復頻率低,不能滿足時域測量和高速通信系統(tǒng)的需求;數(shù)字門電路方法產(chǎn)生的脈沖幅度小且波形有較強拖尾。王肖隆等人[6]于2018年提出了一種利用階躍恢復二極管和肖特基二極管的超寬帶亞周期微波脈沖電路設計方案,采用該方案設計的微波脈沖發(fā)生器可以產(chǎn)生半高寬為 150 ps 的超寬帶亞周期微波脈沖,但重復頻率低,在脈沖的重復率為85 MHz時產(chǎn)生的脈沖幅值最大,約為3.7 V。在有載頻脈沖源的研究方面,Seo等人[7]于2020年利用CMOS、壓控振蕩器、有源射頻開關設計了一種K頻段超寬帶脈沖發(fā)生器,其載波頻率可達22.3～25.2 GHz,但K頻段壓控振蕩器需要較高的功耗,且需在整個雷達工作期間始終打開,功耗極大;Schoulten等人[8]在2021年設計出一種利用壓控振蕩器和CMOS的低功耗超寬帶脈沖發(fā)生器,其功耗較低但脈沖幅度過小,僅為0.52 V,且脈沖寬度大,高達3 ns。上述有載頻脈沖源所產(chǎn)生脈沖信號峰值較低,電路設計采用芯片設計方法,成本高,因此,為解決上述問題,本文對低成本有載頻超寬帶脈沖源進行研究。

本文基于分立器件設計了一種有載頻脈沖源電路。該脈沖源電路由驅動電路、高速開關電路、整形電路、超寬帶調(diào)制器及振蕩器電路組成。驅動電路、高速開關電路和整形電路生成拖尾小的無載頻脈沖信號,經(jīng)由超寬帶調(diào)制器調(diào)制,得到有載頻脈沖信號。有載頻脈沖中心頻率可調(diào),重復頻率可達125 MHz,-10 dB帶寬可達4.2 GHz,峰-峰值為5.4 V,其結構簡單,成本低。對其進行時域測量實驗反演出系統(tǒng)幅頻特性,反演結果分析表明,該脈沖源具有良好的傳輸性能。此外,該脈沖源電路設計實現(xiàn)簡單,僅需單電源低電壓供電,為脈沖超寬帶信號應用于航天測控領域提供了更多的選擇。

1 脈沖源電路設計

在脈沖超寬帶系統(tǒng)中,脈沖源不但是發(fā)射機核心單元,也是接收機重要組成部分,脈沖信號的技術指標直接關系到系統(tǒng)的性能。其中,脈沖的重復周期通常決定超寬帶通信系統(tǒng)的工作速率及工作效率,脈沖寬度通常決定能否攜帶全頻帶信息及測量的分辨率。本文設計的有載頻超寬帶脈沖源系統(tǒng)框圖如圖1所示。有載頻脈沖源系統(tǒng)主要由無載頻脈沖源、超寬帶調(diào)制器及本地振蕩器三部分組成。其中無載頻脈沖源電路由驅動電路、高速開關電路、脈沖產(chǎn)生與整形電路構成。

圖1 有載頻脈沖源系統(tǒng)框圖

1.1 無載頻脈沖源設計

無載頻脈沖源電路原理如圖2所示。驅動電路由D觸發(fā)器及其附屬電路構成;高速開關電路由三極管Q1及其附屬電路構成;整形電路由二極管D1、D2、D3及其附屬電路構成。其中,D觸發(fā)器D端接入高電平+3.3 V,時鐘CLK端輸入外部數(shù)據(jù)或時鐘信號,同相輸出Q端與高速開關電路相連。當CLK端輸入信號上升沿到來時,依據(jù)D觸發(fā)器特性方程

Qn+1=D,

(1)

圖2 無載頻脈沖源電路原理

高速開關電路在驅動電路所產(chǎn)生的納秒級方波信號驅動下迅速由截止狀態(tài)轉為開狀態(tài),電容C3通過Q1、L1和D3所構成的回路快速放電,D3選用階躍恢復二極管SMMD840,其載流子壽命與階躍時間分別為15 ns與60 ps,電容C3開始放電時,二極管反向導通,數(shù)納秒后快速截止。二極管由反向導通轉為反向截止的時間為幾十皮秒。此時C3通過D1、D2及負載組成的回路放電,肖特基二極管D1、D2可以消除正極性的振鈴拖尾。由于C3量級較小,儲能低,能量釋放時間為亞納秒級。R4、L2組成衰減的短路傳輸線,可將負脈沖反向后得到的正脈沖與原始負脈沖疊加,進一步減小脈沖寬度。這樣,便可在負載端可得到寬度為亞納秒級的窄脈沖。

1.2 有載頻脈沖源設計

無載頻脈沖模型為一階高斯脈沖,其脈沖表達式為

(2)

對其進行調(diào)制,本振信號可表示為

s(t)=cos(ω0t)。

(3)

由于調(diào)制原理為時域相乘,則輸出信號頻域表達式為m(t)與s(t)相對應的頻域的卷積,其表達式為

(4)

式中:*為卷積符號;M(ω)為m(t)的頻譜表達式;S(ω)為s(t)的頻譜表達式;δ(ω)為沖激信號。經(jīng)調(diào)制后輸出信號的頻譜得到搬移,即將高斯脈沖頻譜搬移至ω0和-ω0處,且輸出信號中心頻率由本振信號決定。

超寬帶調(diào)制器實現(xiàn)將無載頻脈沖調(diào)制到載波上,從而得到有載頻脈沖,其系統(tǒng)框圖如圖3所示。無載頻脈沖電路產(chǎn)生的無載頻負脈沖輸入至超寬帶調(diào)制器中頻IF端,可變頻本地振蕩器產(chǎn)生載波頻率可步進設置的單載波信號輸入至LO端。無載頻脈沖信號經(jīng)超寬帶調(diào)制器調(diào)制為有載頻信號,自RF端輸出。超寬帶調(diào)制器采用型號為HMC6505A芯片,其輸出的有載頻脈沖信號中心頻率范圍為6.6～8.5 GHz,功率可達22 dBm;本地振蕩器采用型號為ADF5610的寬帶壓控振蕩器,其輸出頻率范圍為57 MHz～14 GHz。

圖3 超寬帶調(diào)制器系統(tǒng)框圖

2 脈沖源電路實現(xiàn)與測試

依據(jù)上述方案,完成有載頻脈沖源設計、制作、測試,實物如圖4所示,(a)為無載頻脈沖源實物,(b)為超寬帶調(diào)制器實物。

圖4 有載頻脈沖源電路實物

圖5為無載頻脈沖源輸出的測量結果,(a)所示為無載頻單脈沖時域波形;(b)為無載頻脈沖串時域波形其重復頻率為125 MHz,(c)為歸一化的脈沖源幅頻特性。下述時域波形均采用Agilent公司生產(chǎn)的型號為DSA-X 91604A示波器測試得到,該示波器帶寬為16 GHz,采樣率為40 Gsample/s。由實測結果可知,脈沖源產(chǎn)生的脈沖信號重復頻率可達125 MHz以上,半寬度為372.5 ps,幅度為-1.326 V,-10 dB帶寬為2.4 GHz。該脈沖源在高重復頻率時,仍保持穩(wěn)定輸出,且峰-峰值較大,脈沖寬度較窄。

圖5 無載頻脈沖源測試結果

圖6為有載頻脈沖源輸出的測量結果,其中,(a)所示為有載頻單脈沖時域波形;(b)為脈沖串時域波形,其重復頻率為125 MHz,振鈴水平為9%;(c)為歸一化的脈沖源幅頻特性。由測量結果可知其中心頻率為8 GHz,在重復頻率為125 MHz時,其-10 dB帶寬為4.2 GHz。經(jīng)調(diào)制后的脈沖峰-峰值為5.4 V。該脈沖源在高重復頻率時,輸出的脈沖信號拖尾小,峰-峰值高,且頻帶寬,性能較好。

圖6 有載頻脈沖源測試結果

本文設計的有載頻脈沖源與已公開報道的幾種脈沖源性能對比如表1所示。由表1可知,本文相較于文獻[4],除峰-峰值外,其他性能均更優(yōu),此外,文獻[4]的供電電源大、成本高;相較于文獻[9]和文獻[11],本文性能均更優(yōu);相較于文獻[10],本文的帶寬略低,但其他性能更優(yōu);文獻[8]的重復頻率雖高,但其他性能均劣于本文。本文采用分立器件,在提高性能的同時極大地降低了成本。

表1 不同有載頻脈沖源性能比較

3 時域測量初步實驗

頻域測量需要多次掃頻,當進行寬帶測量時測量效率較低,時域測量僅需一次測量即可得到待測件、天線或電磁材料的全頻帶信息,環(huán)境要求低且寬頻帶測試速度快、效率高,測量系統(tǒng)框圖如圖7所示。超寬帶脈沖源為時域測量系統(tǒng)中的重要組成部分,其性能關系到被測器件幅頻特性曲線的準確性。為進一步驗證所設計的脈沖源電路時域測量所反映的幅頻特性性能,利用矢量網(wǎng)絡分析儀測試結果作為理論值,與時域測量系統(tǒng)實測反演結果進行對比,得出有載頻脈沖源作為激勵信號時,帶通濾波器、放大器及隔離器等不同被測器件的幅頻特性曲線及測量誤差。

圖7 時域測量系統(tǒng)框圖

3.1 時域測量測試

3.1.1 窄帶濾波器時域測量

首先使用示波器測量有載頻脈沖源產(chǎn)生的脈沖信號時域波形,然后將產(chǎn)生的脈沖信號作為激勵信號接入濾波器,由示波器測得濾波器響應信號時域波形,再將激勵信號與響應信號時域波形分別進行反演得到各自的幅頻特性,最后將反演結果與矢量網(wǎng)絡分析儀頻域測量的幅頻特性進行對比分析。測量結果如圖8所示,其中,輸入信號時域波形如圖(a)所示,濾波器輸出信號時域波形如圖(b)所示,時域測量與頻域測量結果對比如圖(c)所示。由圖(c)可知,反演結果得到濾波器-10 dB帶寬為0.76 GHz,矢量網(wǎng)絡分析儀頻域測量結果為0.78 GHz。該濾波器-10 dB帶寬為7.82～8.6 GHz。在7.7～8.7 GHz頻段內(nèi),其最大誤差在8.4 GHz處,為-0.63 dB。由測量結果可以得出時域測量與頻域測量之間的誤差小、吻合較好,誤差的主要來源為系統(tǒng)自身特性導致的誤差項和環(huán)境誤差。

圖8 濾波器時域測量結果

3.1.2 放大器時域測量

放大器時域測量方法與濾波器時域測量方法類似,將濾波器替換為放大器即可。放大器時域測量結果如圖9所示,圖(a)為放大器激勵信號時域波形;圖(b)為放大器響應信號時域波形;將放大器的激勵信號、響應信號進行時域反演,與矢量網(wǎng)絡分析儀測算幅頻曲線進行對比得到圖(c)。由圖(c)可知,在頻率為7.09 GHz時,其誤差最大,僅為-0.185 dB。此外,在6～0.35 GHz頻段內(nèi),反演結果與放大器增益曲線一致性較好,幾乎重合。

圖9 放大器時域測量結果

3.1.3 隔離器時域測量

隔離器時域測量方法與濾波器、放大器類似,但需分別進行正向傳輸測量及反向傳輸測量,測量結果如圖10所示,輸入信號時域波形見圖(a),隔離器正向傳輸輸出信號時域波形見圖(b),隔離器反向傳輸時域波形見圖(c)。分別將正向傳輸和反向傳輸?shù)募钆c響應進行時域反演,得到正向傳輸幅頻特性曲線如圖(d)所示,反向傳輸幅頻特性曲線如圖(e)所示。由圖(d)和(e)可知,當頻率為8.85 GHz時,其正向傳輸幅頻特性誤差最大,僅為-0.31 dB;當頻率為7.59 GHz時,反向傳輸幅頻特性誤差最大,僅為0.23 dB。圖(d)和(e)中矢量網(wǎng)絡分析儀測試曲線與時域反演結果基本一致。

圖10 隔離器正向反向測量結果

3.2 時域測量結果分析

為充分分析和比較不同被測器件時域測量誤差,分別進行均方根誤差(Root Mean Square Error,RMSE)和絕對誤差計算,計算公式可分別表示為

(5)

(6)

式中:xi表示時域反演幅頻特性結果在各頻率時的值;yi表示矢量網(wǎng)絡分析儀測算幅頻特性結果在各頻率時的值。

濾波器、放大器、隔離器的時域測量誤差結果如表2所示。由表2可知,時域測量結果與相應的矢量網(wǎng)絡分析儀頻域測量進行比對,兩者高度吻合,幅頻特性均方根誤差小于0.21 dB,絕對誤差小于0.27 dB。

表2 誤差分析

由于標準差更能夠計算時域反演與矢量網(wǎng)絡分析儀測算幅頻特性的擬合程度,為進一步誤差分析,計算矢量網(wǎng)絡分析儀標準差與反演結果的標準差。

反演結果標準差計算公式為

(7)

矢量網(wǎng)絡分析儀測算結果標準差計算公式為

(8)

利用σΔ表示反演結果與矢量網(wǎng)絡分析儀擬合度,其計算公式為

σΔ=|σx-σy|。

(9)

表3 標準差分析

4 結 論

本文利用分立器件設計了一種重復頻率高、中心頻率可變、寬帶寬的有載頻超寬帶脈沖源。該設計電路結構簡單,成本低,性能指標高。時域測量實驗表明,該脈沖源產(chǎn)生的脈沖可以保存大部分頻帶信息,測量效率高,反演幅頻特性與頻域測量結果之間誤差小。本文所設計的脈沖源可為下一步的時域矢量網(wǎng)絡分析儀的開發(fā)、超寬帶高精度時域測量、雷達及超寬帶無線通信等研究奠定基礎。