獨(dú)立運(yùn)行雙饋直流發(fā)電系統(tǒng)的轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)和電流諧波抑制

王丹, 張芳源, 景云

(大連海事大學(xué) 船舶電氣工程學(xué)院,遼寧 大連 116026)

0 引 言

直流發(fā)電系統(tǒng)以其供電結(jié)構(gòu)靈活、供電效率高、可再生能源消納能力強(qiáng)等優(yōu)勢(shì),成為了配電網(wǎng)發(fā)展的一個(gè)重要趨勢(shì)。而雙饋感應(yīng)發(fā)電機(jī)(doubly fed induction generator,DFIG)具有發(fā)電效率高,變流器容量低等特點(diǎn),被廣泛應(yīng)用于風(fēng)力發(fā)電等領(lǐng)域,因此發(fā)展雙饋直流發(fā)電系統(tǒng)具有重要的研究意義[1-3]。

獨(dú)立運(yùn)行的雙饋直流發(fā)電系統(tǒng),通過(guò)不可控整流器將DFIG發(fā)出的交流電整流成直流電,并為獨(dú)立的直流負(fù)載供電。與直流并網(wǎng)不同,獨(dú)立直流發(fā)電系統(tǒng)的首要控制目標(biāo)是維持直流負(fù)載兩端的電壓穩(wěn)定,保證用戶正常用電[4-6]。由于不可控整流器的接入,在DFIG的電壓和電流中引入了大量諧波,導(dǎo)致波形失真和電磁轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)。轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)和電流畸變會(huì)嚴(yán)重影響發(fā)電機(jī)的壽命,加劇變流器的開(kāi)關(guān)損耗,降低發(fā)電系統(tǒng)的效率。因此抑制轉(zhuǎn)矩脈動(dòng),消除電流諧波是雙饋直流發(fā)電系統(tǒng)研究的重點(diǎn)[7-8]。

為解決上述問(wèn)題,文獻(xiàn)[9]提出一種在定子端并聯(lián)有源濾波器的方法,以減少電流諧波和轉(zhuǎn)矩脈動(dòng),然而這種方法需要額外的功率變換器,導(dǎo)致設(shè)備成本增加。為了抑制電磁轉(zhuǎn)矩脈動(dòng),文獻(xiàn)[10]采用基于滯環(huán)控制器的直接轉(zhuǎn)矩控制策略,通過(guò)磁滯控制器的可變開(kāi)關(guān)減少了定子電流的諧波含量,該控制方法參數(shù)依賴性小,不需要精確的位置傳感器。文獻(xiàn)[11]針對(duì)DFIG的直流并網(wǎng)控制,提出一種預(yù)測(cè)轉(zhuǎn)矩和轉(zhuǎn)子磁鏈的控制方法,通過(guò)直接預(yù)測(cè)最佳轉(zhuǎn)子電壓空間矢量來(lái)抑制轉(zhuǎn)矩脈動(dòng),這種方法無(wú)需電流環(huán),具有動(dòng)態(tài)響應(yīng)快的特點(diǎn)。文獻(xiàn)[12-14]采用一種改進(jìn)的重復(fù)控制器,通過(guò)基于轉(zhuǎn)矩誤差的直接諧振控制產(chǎn)生q軸轉(zhuǎn)子電壓的諧波補(bǔ)償信號(hào),這種方法不僅能抑制轉(zhuǎn)矩的6倍頻脈動(dòng),也能抑制12、18次脈動(dòng)分量。文獻(xiàn)[15]提出一種削弱雙饋直流發(fā)電系統(tǒng)電流諧波的控制方法,設(shè)計(jì)了基于擴(kuò)張狀態(tài)觀測(cè)器的超螺旋滑?？刂破?在提高直流電壓控制性能的同時(shí)抑制定子電流中的-5次和7次諧波,通過(guò)抑制電流諧波,間接削弱了6倍頻轉(zhuǎn)矩脈動(dòng),取得了良好的控制效果。

本文針對(duì)獨(dú)立運(yùn)行的雙饋直流發(fā)電系統(tǒng),設(shè)計(jì)一種基于改進(jìn)超螺旋觀測(cè)器(improved super-twisting observer,ISTO)的自抗擾控制器(active disturbance rejection control,ADRC),用于轉(zhuǎn)子電流控制環(huán),能夠有效抑制由不可控整流器產(chǎn)生的6倍頻轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)和定子電流的-5次、7次諧波分量。其次,設(shè)計(jì)一種基于STO-based ADRC的直流電壓控制器,提高系統(tǒng)在負(fù)載變化時(shí)的動(dòng)態(tài)響應(yīng)。最后,給出仿真與實(shí)驗(yàn)結(jié)果,驗(yàn)證所提方法的有效性。

1 系統(tǒng)模型

獨(dú)立運(yùn)行的雙饋直流風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)框圖如圖1所示,風(fēng)力機(jī)連接變速箱帶動(dòng)雙饋電機(jī)轉(zhuǎn)子轉(zhuǎn)動(dòng),產(chǎn)生的電能從DFIG的定子繞組流入一個(gè)三相不可控整流橋,將交流電轉(zhuǎn)換為直流電,為直流負(fù)載供電;DFIG轉(zhuǎn)子繞組通過(guò)一個(gè)轉(zhuǎn)子側(cè)變換器連接不可控整流橋的直流端,轉(zhuǎn)子側(cè)變換器為DFIG提供勵(lì)磁電流,控制其獨(dú)立發(fā)電運(yùn)行。

圖1 雙饋獨(dú)立直流發(fā)電系統(tǒng)框圖

遵循電動(dòng)機(jī)慣例,雙饋電機(jī)系統(tǒng)在同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的數(shù)學(xué)模型為:

(1)

和

(2)

式中:u、i、φ為電壓、電流和磁鏈;下標(biāo)d、q為同步坐標(biāo)系的dq軸;Rs、Rr為定子電阻和轉(zhuǎn)子電阻;Ls、Lr、Lm為定子、轉(zhuǎn)子電感和定轉(zhuǎn)子間互感;ωs、ωsl為雙饋電機(jī)的同步角速度和轉(zhuǎn)差角速度。

在定子磁鏈按d軸定向的前提下,忽略定子電阻的影響,結(jié)合式(1)、式(2)可以得到q軸轉(zhuǎn)子電流的基頻分量滿足

(3)

根據(jù)不可控整流器兩側(cè)的功率平衡方程,可得直流側(cè)與發(fā)電機(jī)定子側(cè)滿足以下功率關(guān)系

(4)

式中:等號(hào)左側(cè)為不可控整流器、負(fù)載電阻和直流電容消耗的功率,右側(cè)為DFIG產(chǎn)生的功率。其中:Ploss為不可控整流器消耗的功率;Udc為負(fù)載兩端的直流電壓;RL為負(fù)載電阻值;C為直流電容值。

不可控整流器在三相交流系統(tǒng)中引入了入-5、7 、-11、13…-(6n-1)、(6n+1)次(n=1, 2, 3,…)定子電壓諧波,定子電壓諧波又間接在雙饋電機(jī)的電流和磁鏈中引入等頻的諧波分量。在基頻dq軸坐標(biāo)系中,基頻和諧波分量的關(guān)系式可以表示為

(5)

式中:F為定轉(zhuǎn)子電壓、電流、磁鏈等物理量;上標(biāo)1、(6n±1)為基頻和(6n±1)次坐標(biāo)系;下標(biāo)1、(6n±1)為基頻和(6n±1)次諧波分量;靜止坐標(biāo)系下的(6n±1)次諧波分量在基頻dq坐標(biāo)系下表現(xiàn)為6n次諧波。

當(dāng)輸出功率較低時(shí),只需考慮-5次和7次諧波分量的影響(n=1),即dq坐標(biāo)系下6次諧波分量的影響,此時(shí)雙饋電機(jī)的電磁轉(zhuǎn)矩關(guān)系式為

Te=npLm(isqird-isdirq)=

(6)

式中:Te1、Te6、Te12分別為轉(zhuǎn)矩的基頻、六倍頻和十二倍頻分量。六倍頻脈動(dòng)為電流的基頻和六倍頻分量的乘積,脈動(dòng)幅值最大,十二倍頻脈動(dòng)為轉(zhuǎn)子電流與定子電流六倍頻分量的乘積,幅值較小,可以忽略。因此,在不可控整流器引入的諧波影響下,雙饋電機(jī)的主要轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)為六倍頻脈動(dòng)。

結(jié)合式(1)、式(3)和式(5),可將轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)的六倍頻分量改寫(xiě)為

Te6=npLm(isq1ird6-isd1irq6+isq6ird1-isd6irq1)=

(7)

式中:φsd6、φsq6為定子磁鏈的六倍頻分量,由定子電壓諧波產(chǎn)生,當(dāng)定子電壓穩(wěn)定后為一個(gè)固定值。此時(shí)轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)Te6與q軸轉(zhuǎn)子電流諧波irq6相關(guān),而與d軸轉(zhuǎn)子電流諧波ird6無(wú)關(guān),只需控制q軸轉(zhuǎn)子電流諧波irq6就可以抑制電磁轉(zhuǎn)矩的六倍頻脈動(dòng)。

結(jié)合式(1)、式(5)可得,d軸定子電流的六倍頻諧波分量可以表示為

(8)

同理,由于d軸定子磁鏈的六倍頻分量φsd6在定子電壓穩(wěn)定時(shí)恒定,d軸定子電流諧波isd6與d軸轉(zhuǎn)子電流諧波分量ird6有關(guān),可以通過(guò)控制d軸轉(zhuǎn)子電流諧波ird6來(lái)抑制定子電流諧波。

2 控制器設(shè)計(jì)

2.1 STO-based ADRC直流電壓控制器設(shè)計(jì)

結(jié)合式(1)、式(2)可得

(9)

將式(9)代入式(4)可得直流電壓在同步旋轉(zhuǎn)參考系下的一階微分方程為

(10)

令

(11)

可得

(12)

式中:b為系統(tǒng)輸入增益系數(shù);f為直流電壓的微分方程中的廣義擾動(dòng),f中存在導(dǎo)數(shù)項(xiàng)、功率損耗值和電機(jī)電感參數(shù),計(jì)算難度大且會(huì)受到電機(jī)參數(shù)不確定的影響。超螺旋觀測(cè)器(super-twisting observer,STO)在觀測(cè)器的設(shè)計(jì)中引入了分?jǐn)?shù)指數(shù)冪和符號(hào)函數(shù),相對(duì)于傳統(tǒng)的擴(kuò)張狀態(tài)觀測(cè)器(extended state observer,ESO),具有跟蹤性能好、有限時(shí)間收斂等特點(diǎn)[16],因此將STO用于觀測(cè)廣義擾動(dòng)f,即

(13)

式中:z1、z2為觀測(cè)器狀態(tài)量,分別為直流電壓Udc和廣義擾動(dòng)分量f的觀測(cè)值;β1、β2為狀態(tài)量z1與z2的觀測(cè)系數(shù);e為觀測(cè)器觀測(cè)誤差,作為z1與z2的觀測(cè)穩(wěn)定條件。將STO觀測(cè)得到的狀態(tài)量替換式(12)中的對(duì)應(yīng)量,可以得到ADRC的直流電壓控制律為

(14)

圖2 STO-based ADRC直流電壓控制器結(jié)構(gòu)框圖

2.2 ISTO-based ADRC轉(zhuǎn)子電流控制器設(shè)計(jì)

遵循定子磁鏈按d軸定向的原則,結(jié)合式(1)、式(2),可得在同步旋轉(zhuǎn)參考系下轉(zhuǎn)子電流的一階微分方程為:

(15)

式中:

(16)

和

(17)

系統(tǒng)的控制目標(biāo)為消除由不可控整流器產(chǎn)生的轉(zhuǎn)矩六倍頻脈動(dòng)和定子電流中的六倍頻諧波,由式(7)、式(8)可知,為實(shí)現(xiàn)此目標(biāo),轉(zhuǎn)子電流的控制律中應(yīng)引入六倍頻分量,來(lái)抵消fq6、fd6對(duì)電磁轉(zhuǎn)矩和定子電流的影響。因此,根據(jù)式(15)得到轉(zhuǎn)子電流的控制律為:

(18)

式中:kq、kd為比例增益系數(shù);bq、bd為系統(tǒng)輸入增益,且滿足bq=bd=1/σLr。轉(zhuǎn)子電壓給定值主要包含兩部分,一部分是直流給定,用于產(chǎn)生轉(zhuǎn)子電流基頻分量;一部分是六倍頻交流給定,用于抑制轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)和消除電流諧波。由于fd1、fq1、fd6、fq6中存在電機(jī)電感參數(shù),會(huì)受到電機(jī)參數(shù)測(cè)量誤差的影響,且fd6、fq6的計(jì)算需要提取轉(zhuǎn)子電壓、電流的六倍頻分量,使控制器設(shè)計(jì)更為復(fù)雜。而傳統(tǒng)STO雖然能夠有效估計(jì)直流信號(hào),但難以跟蹤高頻交流信號(hào)。針對(duì)以上不足,設(shè)計(jì)了一種改進(jìn)超螺旋觀測(cè)器來(lái)同時(shí)觀測(cè)轉(zhuǎn)子電流導(dǎo)數(shù)中的基頻和六倍頻分量。

二階廣義積分器(second order generalized integrator,SOGI)對(duì)于特定頻率的正弦信號(hào),具有較大的幅值增益和零相位延遲特性[17],因此將SOGI用于估計(jì)轉(zhuǎn)子電流導(dǎo)數(shù)中的六倍頻分量fq6、fd6。由于控制目標(biāo)為消除電磁轉(zhuǎn)矩的六倍頻脈動(dòng)Te6和定子電流中的六倍頻諧波isd6,分別選擇(0-Te)和(0-isd)作為SOGI的穩(wěn)定條件,以六倍頻6ωs作為SOGI的諧振頻率,設(shè)計(jì)的fd6、fq6觀測(cè)器的頻域表達(dá)式為:

(19)

式中:yd6、yq6為分別為轉(zhuǎn)子電流導(dǎo)數(shù)中六倍頻分量fd6、fq6的估計(jì)值;kd6、kq6為dq軸SOGI的估計(jì)系數(shù),用于調(diào)節(jié)對(duì)六倍頻信號(hào)的估計(jì)速度。圖3為SOGI傳遞函數(shù)的波特圖,由圖可知,SOGI對(duì)六倍頻分量的幅值增益較大,可以實(shí)現(xiàn)對(duì)六倍頻信號(hào)的準(zhǔn)確控制。

圖3 SOGI傳遞函數(shù)的波特圖

根據(jù)式(15)的轉(zhuǎn)子電流一階微分方程,在STO的基礎(chǔ)上,引入SOGI(19)中的估計(jì)值yq6,結(jié)合得到q軸轉(zhuǎn)子電流的ISTO(d軸結(jié)構(gòu)類似)為:

(20)

式中:zq、zqf為觀測(cè)器狀態(tài)量;zq為轉(zhuǎn)子電流irq的觀測(cè)值;zqf為轉(zhuǎn)子電流導(dǎo)數(shù)中的基頻分量和擾動(dòng)分量fq1+λq的觀測(cè)值;l1、l2為狀態(tài)量觀測(cè)系數(shù);eq為觀測(cè)器觀測(cè)誤差,作為zq和zqf的觀測(cè)穩(wěn)定條件。

以上分析可知,STO用于估計(jì)轉(zhuǎn)子電流導(dǎo)數(shù)中直流量fq1+λq,SOGI用于估計(jì)轉(zhuǎn)子電流導(dǎo)數(shù)中交流量fq6,將STO與SOGI結(jié)合得到ISTO,實(shí)現(xiàn)對(duì)直流量和交流量的同時(shí)估計(jì)。將ISTO得到的狀態(tài)觀測(cè)量代入式(18)中,得到ISTO-based ADRC的轉(zhuǎn)子電流控制律為:

(21)

設(shè)計(jì)的q軸轉(zhuǎn)子電流控制器的結(jié)構(gòu)(d軸結(jié)構(gòu)相似)如圖4所示。

圖4 ISTO-based ADRC轉(zhuǎn)子電流控制器結(jié)構(gòu)框圖

3 仿真驗(yàn)證

為了驗(yàn)證所提方法的有效性,利用MATLAB軟件中的Simulink仿真工具對(duì)所提控制方法進(jìn)行仿真驗(yàn)證,仿真對(duì)應(yīng)系統(tǒng)控制框圖如圖5所示。直流電壓控制器與轉(zhuǎn)子電流控制器分別應(yīng)用于獨(dú)立運(yùn)行的雙饋直流發(fā)電系統(tǒng)的內(nèi)外環(huán)控制器中。分別采樣直流電壓信號(hào)、轉(zhuǎn)子位置信號(hào)、定子電流和轉(zhuǎn)子電流信號(hào),經(jīng)內(nèi)外環(huán)控制器后,產(chǎn)生SVPWM信號(hào)送給轉(zhuǎn)子側(cè)逆變器,以控制DFIG-DC發(fā)電系統(tǒng)運(yùn)行。

圖5 獨(dú)立運(yùn)行的DFIG-DC系統(tǒng)控制框圖

系統(tǒng)仿真參數(shù)的設(shè)置為:電機(jī)轉(zhuǎn)速為1 380 r/min,直流電壓給定值為270 V,角頻率給定值ω*=100π rad/s,仿真所用雙饋電機(jī)參數(shù)如表1所示。為了驗(yàn)證負(fù)載變化情況下所提控制方法的有效性,在t=0.3 s之前,不控整流器直流側(cè)兩端連接阻感性負(fù)載(100 Ω、0.1 mH);在0.3 s之后,直流負(fù)載突變?yōu)?0 Ω、0.1 mH。

表1 雙饋電機(jī)參數(shù)

在負(fù)載變化條件下,將本文所提的STO-based ADRC直流電壓控制器與比例積分(proportional integral,PI)控制算法和ESO-based ADRC控制算法進(jìn)行對(duì)比,得到的直流電壓和A相定子電壓波形如圖6所示。在負(fù)載變化條件下,采用PI控制方法時(shí),直流電壓從270 V跌落至263 V,并在0.03 s內(nèi)跟蹤上直流電壓給定;采用ESO-based ADRC控制方法時(shí),直流電壓從270 V跌落至265.5 V,并在0.018 s內(nèi)跟蹤上直流電壓給定;采用本文所提控制方法時(shí),當(dāng)負(fù)載變化時(shí),定子電壓保持穩(wěn)定,最大電壓降落為2.8 V,波動(dòng)明顯變小,在0.01 s之內(nèi),直流電壓能迅速跟蹤給定,相較于PI和ESO-based ADRC控制方式,具有更好的動(dòng)態(tài)性能。

圖6 負(fù)載變化時(shí)的直流電壓和A相定子電壓仿真波形

圖7為采用PI控制和本文所提的ISTO-based ADRC轉(zhuǎn)子電流控制器時(shí)的定轉(zhuǎn)子電流和電磁轉(zhuǎn)矩波形,通過(guò)MATLAB中的FFT工具得到電流和轉(zhuǎn)矩的諧波含量如表2所示,其中定子電流的THD值和諧波分布如圖8所示。圖7(a)采用PI控制方法,當(dāng)負(fù)載電阻為100 Ω時(shí),三相定子電流中的-5次和7次諧波分量分別為22.36%與4.8%,通過(guò)FFT得到定子電流波形的THD值為23.20%(圖8(a))。轉(zhuǎn)子電流中頻率為296 Hz和304 Hz的諧波分別為13.4%和2.74%。電磁轉(zhuǎn)矩中的六倍頻分量為19.69%,轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)幅值為0.502 N·m。當(dāng)負(fù)載電阻從100 Ω突變?yōu)?0 Ω時(shí),三相定子電流中的-5次和7次諧波分量分別為15.26%與5.61%,電流波形的THD值為16.37%(圖8(b))。轉(zhuǎn)子電流中頻率為296 Hz和304 Hz的諧波分別為12.34%和4.87%。電磁轉(zhuǎn)矩中的六倍頻分量為13.06%,轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)幅值為0.652 N·m。分析以上仿真結(jié)果可知,采用PI控制方法時(shí),定轉(zhuǎn)子電流中諧波含量比較高,這些諧波僅存在于交流側(cè),對(duì)直流側(cè)影響較小,但會(huì)增大變流器的開(kāi)關(guān)損耗,降低發(fā)電系統(tǒng)的效率。同時(shí),電機(jī)存在明顯的轉(zhuǎn)矩脈動(dòng),這會(huì)嚴(yán)重影響電機(jī)的壽命。因此,減少電流諧波和抑制轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)是十分必要的。

表2 電流和轉(zhuǎn)矩的諧波分量

圖7 定轉(zhuǎn)子電流和轉(zhuǎn)矩波形

圖8 定子電流的諧波分布波形

圖7(b)采用本文所提的ISTO-based ADRC的轉(zhuǎn)子電流控制器,在負(fù)載電阻為100 Ω時(shí),定子電流的-5次和7次諧波分量降低為3.13%和3.05%,電流波形的THD值為9.80%(圖8(c))。轉(zhuǎn)子電流中頻率為296 Hz和304 Hz的諧波分別減少至2.57%和1.88%。電磁轉(zhuǎn)矩中的六倍頻分量降低為0.43%,轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)幅值削減為0.115 N·m。當(dāng)負(fù)載電阻為50 Ω時(shí),定子電流的-5次和7次諧波分量降低為3.06%和2.85%,電流波形的THD值為7.57%(圖8(d)),正弦度明顯得到提高。轉(zhuǎn)子電流中頻率為296 Hz和304 Hz的諧波分別減少到3.61%和3.35%。電磁轉(zhuǎn)矩中的六倍頻分量降低為0.68%,轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)幅值削減為0.15 N·m。仿真結(jié)果表明,本文提出的ISTO-based ADRC轉(zhuǎn)子電流控制器相比于PI控制器,在抑制轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)和削弱電流諧波方面具有優(yōu)異的性能。

為了驗(yàn)證所提算法在電機(jī)轉(zhuǎn)速變化時(shí)的有效性,在0.5～0.7 s之間,將雙饋電機(jī)轉(zhuǎn)速?gòu)? 380 r/min上升為1 620 r/min,在負(fù)載電阻為50 Ω條件下,得到的仿真波形如圖9所示。在電機(jī)轉(zhuǎn)速變化時(shí),轉(zhuǎn)子電流的諧波分量較低,其頻率由4 Hz緩慢變?yōu)榱愫蠓聪?之后再次上升至4 Hz。在此期間,直流電壓仍保持恒定,在轉(zhuǎn)速變化條件下,定子電流和電磁轉(zhuǎn)矩中的諧波分量仍能得到有效抑制。

圖9 轉(zhuǎn)速變化時(shí)的仿真結(jié)果

4 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

為了進(jìn)一步驗(yàn)證所提算法的有效性,搭建了硬件實(shí)驗(yàn)平臺(tái)如圖10所示,并基于控制器DSP TMS320F28335編寫(xiě)了控制算法。DSP的代碼執(zhí)行頻率為120 MHz,PWM的采樣頻率和開(kāi)關(guān)頻率設(shè)置為10 kHz。將一臺(tái)功率為7.5 kW的異步電機(jī)作為原動(dòng)機(jī),異步電機(jī)與雙饋發(fā)電機(jī)同軸相連,通過(guò)變頻器來(lái)模擬不同轉(zhuǎn)速下的DFIG運(yùn)行狀態(tài)。DFIG的實(shí)驗(yàn)參數(shù)與仿真參數(shù)相同,雙饋發(fā)電機(jī)的轉(zhuǎn)子電流由基于智能功率模塊(IPM)PM75RL1A120的功率逆變器控制。實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù)通過(guò)CAN網(wǎng)以1Mbps的速率上傳到上位機(jī),以便于狀態(tài)量的觀測(cè)與分析。

圖10 雙饋獨(dú)立發(fā)電系統(tǒng)實(shí)驗(yàn)平臺(tái)

與仿真情形類似,在0.3 s時(shí),整流器連接的直流阻感負(fù)載從200 Ω、0.1 mH突變?yōu)?00 Ω、0.1 mH,對(duì)比PI、ESO-based ADRC和STO-based ADRC 3種控制方法下的直流電壓跟蹤效果和定子電壓波形如圖11所示。在負(fù)載突變情況下,當(dāng)采用PI控制方法時(shí),直流電壓從270 V跌落至266.6 V并在0.045 s內(nèi)恢復(fù);當(dāng)采用ESO-based ADRC控制方法時(shí),直流電壓從270 V跌落至267 V,調(diào)節(jié)時(shí)間為0.03 s;采用本文所提控制方法時(shí),負(fù)載變化時(shí)定子電壓仍保持穩(wěn)定,最大電壓降落為2.1 V,調(diào)節(jié)時(shí)間為0.025 s,其響應(yīng)速度要優(yōu)于PI和ESO-based ADRC控制,具有動(dòng)態(tài)性能優(yōu)異的特點(diǎn)。

圖11 負(fù)載變化時(shí)的直流電壓和定子電壓波形

圖12為采用PI控制和本文所提的轉(zhuǎn)子電流控制器時(shí)的定轉(zhuǎn)子電流和轉(zhuǎn)矩波形,傳到上位機(jī)的實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù)通過(guò)FFT分析得到電流和轉(zhuǎn)矩的諧波分布如表3所示,得到定子電流的THD值和頻譜圖如圖13所示。圖12(a)采用PI控制方法,當(dāng)負(fù)載電阻為200 Ω時(shí),三相定子電流中-5次和7次的諧波分量分別為25.21%與8.7%,電流波形的THD值為28.6%(圖13(a))。轉(zhuǎn)子電流中的296 Hz諧波為15.4%,304 Hz諧波為3.62%,電磁轉(zhuǎn)矩中的六倍頻分量為29.2%,轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)幅值為1.05 N·m。當(dāng)負(fù)載電阻從200 Ω突變?yōu)?00 Ω時(shí),三相定子電流中-5次和7次的諧波分量分別為18.11%與4.51%,電流波形的THD值為19.97%(圖13(b))。轉(zhuǎn)子電流中的296 Hz諧波為13.54%,304 Hz諧波為4.91%。電磁轉(zhuǎn)矩中的六倍頻分量為17.34%,轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)幅值為1.2 N·m。

表3 電流和轉(zhuǎn)矩的諧波分量

圖12 定轉(zhuǎn)子電流和轉(zhuǎn)矩波形

圖13 定子電流的諧波分布實(shí)驗(yàn)波形

圖12(b)采用本文所提的ISTO-based ADRC的轉(zhuǎn)子電流控制器,在負(fù)載電阻突變前后,定子電流的-5次諧波分別降低為5.4%和3.42%,7次諧波分量分別降低為2.1%和1.8%,電流波形的THD值減少為11.11%和9.05%(圖13(c)和圖13(d)),定子電流的正弦度明顯提高;轉(zhuǎn)子電流中頻率為296 Hz的諧波分別減少到4.3%和2.11%,304 Hz諧波為2.3%和1.12%;電磁轉(zhuǎn)矩中的六倍頻分量分別降低為6.7%和3.6%,轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)幅值分別削減為和0.32 N·m和0.405 N·m。

在負(fù)載變化條件下ISTO觀測(cè)的zdf、zqf、yd6和yq6波形如圖14所示。zdf和zqf為直流估計(jì)量,當(dāng)負(fù)載突變時(shí),分別從-4.5變化到-3.6和從22.5變化到28.2。yd6和yq6為6次諧波分量的估計(jì)值,其振幅分別從44變化到52、從24變化到22。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明所設(shè)計(jì)的ISTO對(duì)于基波和6次諧波都具有良好的估計(jì)性能。

圖14 ISTO觀測(cè)波形

在連接100 Ω直流負(fù)載條件下,采用所提算法在電機(jī)轉(zhuǎn)速變化時(shí)的實(shí)驗(yàn)波形如圖15所示,在3～4 s之內(nèi),雙饋電機(jī)轉(zhuǎn)速?gòu)? 380 r/min線性升至1 620 r/min,轉(zhuǎn)子電流頻率在0.5 s內(nèi)由4 Hz變?yōu)? Hz,之后又在0.5 s內(nèi)恢復(fù),轉(zhuǎn)子電流諧波含量較低。進(jìn)一步分析3～3.4 s內(nèi)的直流電壓、轉(zhuǎn)矩和定子電流波形可知,當(dāng)轉(zhuǎn)速發(fā)生變化時(shí),直流電壓波形仍保持穩(wěn)定,定子電流的幅值和頻率保持不變,具有變速恒頻的特性。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明,本文所提算法在轉(zhuǎn)速變化時(shí)也具有優(yōu)良的轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)和定子電流諧波抑制性能。

圖15 轉(zhuǎn)速變化時(shí)的實(shí)驗(yàn)結(jié)果

5 結(jié) 論

本文針對(duì)獨(dú)立運(yùn)行的雙饋直流發(fā)電系統(tǒng),提出了一種基于自抗擾控制的矢量控制方法。為了抑制轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)和減少電流諧波分量,通過(guò)ISTO同時(shí)觀測(cè)轉(zhuǎn)子電流導(dǎo)數(shù)中的基頻和六倍頻分量,并將ISTO-based ADRC應(yīng)用于轉(zhuǎn)子電流控制環(huán)。此外,將基于超螺旋觀測(cè)器的自抗擾控制器用于直流電壓控制,以增強(qiáng)直流電壓控制器對(duì)于負(fù)載變化的抗干擾能力。所提方法與傳統(tǒng)方法相比,能夠明顯抑制轉(zhuǎn)矩中的六倍頻分量,電流中的-5次和7次諧波成分降低到無(wú)補(bǔ)償時(shí)的1/3,并提升了直流電壓控制環(huán)在負(fù)載變化時(shí)的魯棒性。仿真與實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明,這種方法具有快速的動(dòng)態(tài)響應(yīng)和優(yōu)異的穩(wěn)態(tài)性能。