基于倍流電容網(wǎng)絡(luò)的單開關(guān)兩路輸出LED 驅(qū)動器

張杰毅，汪宇博，任 笠

（國網(wǎng)四川省電力公司技能培訓(xùn)中心，四川 成都 610000）

0 引言

高亮度發(fā)光二極管（High-Brightness Light-Emitting-Diode，HB-LED）因其具有光效高、壽命長（大約100，000h）、寬溫度工作范圍（-20 ～120 ℃）、體積小等優(yōu)點，目前被廣泛應(yīng)用在照明領(lǐng)域[1-3]。但大多數(shù)LED 驅(qū)動器需要從電網(wǎng)取電，增加了電網(wǎng)的諧波污染，國內(nèi)外諧波標(biāo)準(zhǔn)對LED 驅(qū)動器提出了更高的要求。因此研究具有功率因數(shù)校正功能的LED 驅(qū)動器具有重要的意義。

然而，傳統(tǒng)的基于電容的多路恒流輸出LED 驅(qū)動器只能實現(xiàn)均流的效果，在其基礎(chǔ)上引入多個開關(guān)管或變壓器繞組可實現(xiàn)多路不同比例電流輸出，但同時將增大驅(qū)動器體積并復(fù)雜化其結(jié)構(gòu)[3-7]。

針對上述問題，設(shè)計了一種電容二極管倍流網(wǎng)絡(luò)，根據(jù)電容和二極管的不同組合，可使得輸入電流通過倍流電容網(wǎng)絡(luò)后按照一定比例關(guān)系分配到各輸出支路，從而實現(xiàn)各輸出支路不同電流輸出?？紤]對高功率因素的要求，將其與Buck-Boost PFC 變換器相結(jié)合，提出了一種基于倍流電容網(wǎng)絡(luò)的隔離式單開關(guān)兩路輸出LED 驅(qū)動器，通過整合式的結(jié)構(gòu)，實現(xiàn)兩路倍流輸出[8]。對其工作模態(tài)與倍流特性進(jìn)行了詳細(xì)分析，搭建了一臺82W 的實驗樣機，驗證其理論分析的正確性及所提LED 驅(qū)動器的可行性。

1 驅(qū)動器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)及其控制

基于倍流電容網(wǎng)絡(luò)的隔離式單開關(guān)兩路輸出LED 驅(qū)動器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)及其控制電路如圖1 所示，該LED 驅(qū)動器由前級Buck-Boost PFC 驅(qū)動器與后級倍流電容網(wǎng)絡(luò)通過整合開關(guān)管組成。前級Buck-Boost PFC 驅(qū)動器由整流橋Dbridge、輸入濾波電感Lf、輸入濾波電容Cf、二極管D1、D2、D3、電感L1、電容CDC和開關(guān)管S組成。后級由倍流電容網(wǎng)絡(luò)、變壓器T、二極管Do1、Do2和輸出電容Co1、Co2組成，其中倍流電容網(wǎng)絡(luò)由電容Ck1、Ck2和二極管Ds1、Ds2、Ds3組成。倍流電容網(wǎng)絡(luò)通過電容與二極管的組合搭配實現(xiàn)了兩路輸出電流1∶2 比例輸出。

圖1 基于倍流電容網(wǎng)絡(luò)的隔離式單開關(guān)LED 驅(qū)動器

工作在斷續(xù)導(dǎo)電模式的Buck-Boost PFC 變換器具有功率因數(shù)（Power Factor，PF）值高、控制相對簡單等優(yōu)點，所以前級的Buck-Boost PFC 變換器選擇工作在DCM 模式[5]。為提高變壓器的利用率，選擇變壓器工作在臨界連續(xù)導(dǎo)電模式。該LED 驅(qū)動器的控制部分由采樣電阻Rs、誤差放大器EA1、比較器CMP1、變壓器輔助繞組電壓過零檢測電路、RS觸發(fā)器和MaOSFET 驅(qū)動器等構(gòu)成。采用電壓模式控制，輸出電流io1被設(shè)定為Vref/Rs，其中Rs是電流io1的采樣電阻，Vref是控制環(huán)的參考電壓。通過對變壓器輔助繞組電壓過零檢測來控制開關(guān)管S的導(dǎo)通。

2 驅(qū)動器的工作特性分析

為了簡化分析，做如下假設(shè)：

（1）輸入電源是理想的正弦電壓源，即

（2）因為電容CDC、Co1和Co2容值足夠大，所以它們的紋波可以忽略，即它們兩端的電壓vDC、vo1和vo2保持不變。

（3）電容Ck1與Ck2容值相等。

（4）開關(guān)管S 和所有的二極管都是理想的。

（5）變壓器T 由勵磁電感Lm、二次側(cè)漏感Lk和變比為n∶1 的理想變壓器組成。

（6）變壓器漏感Lk與電容Ck1、Ck2發(fā)生完全諧振。

2.1 模態(tài)分析

LED 驅(qū)動器的各模態(tài)等效電路和對應(yīng)時間段的工作波形分別如圖2。

圖2 所提出的LED 驅(qū)動器的各模態(tài)的等效電路圖

模態(tài)Ⅰ[t0～t1]：如圖2（a）所示，在t0時刻開關(guān)管導(dǎo)通，電源給電感L1充電，由于開關(guān)頻率遠(yuǎn)大于工頻，可以認(rèn)為開關(guān)管導(dǎo)通瞬間輸入電壓是恒定的，所以電感L1的電流線性增加。忽略電容CDC電壓紋波，則變壓器勵磁電感電流iLm也線性增加。在此模態(tài)有

電容CDC由開關(guān)管與D3構(gòu)成回路，通過變壓器給輸出供能。變壓器由于漏感的存在變壓副邊漏感Lk與電容Ck1、Ck2發(fā)生串聯(lián)諧振。可得，

由于Ck1與Ck2容值相等，故令Ck1=Ck2=Ck，由式（2）可解得：

其中，

由式（3）可解得：

將在后續(xù)對vCk（t）=vCk1（t）=vCk2（t）進(jìn)行詳細(xì)的分析。在t1時刻諧振完成，二極管Do1、Ds2零電流關(guān)斷，該模態(tài)結(jié)束。該模態(tài)的時間可表示為，

模態(tài)Ⅱ[t1～t2]，在t1時刻，變壓器副邊漏感Lk與電容Ck1、Ck2串聯(lián)諧振結(jié)束，變壓器副邊電流為零。開關(guān)管繼續(xù)導(dǎo)通，電感L1的電流繼續(xù)線性增加，該狀態(tài)一直持續(xù)到在t2時刻開關(guān)管關(guān)斷。在t2時刻電感L1的電流達(dá)到峰值，可得

其中ton表示開關(guān)管的導(dǎo)通時間。

在該模態(tài)，由于變壓器副邊電流為零，變壓器原邊電流等于變壓器勵磁電感電流為

模態(tài)Ⅲ[t2～t3]：如圖2（b）所示，在t2時刻開關(guān)管S 關(guān)斷，電感L1通過二極管D2構(gòu)成的續(xù)流回路給電容CDC充電。電感L1的電流可表示為：

在該模態(tài)，電容Ck1與Ck2分別通過二極管Ds3、Ds1、Do2構(gòu)成的回路進(jìn)行放電。當(dāng)iL1減小至零時該模態(tài)結(jié)束，該模態(tài)持續(xù)的時間可表示為：

模態(tài)Ⅳ[t3～t4]，在t3時刻開關(guān)管S 繼續(xù)關(guān)斷，電感L1的電流為零，因此電感L1的電流工作在DCM模式。電容Ck1與Ck2繼續(xù)通過二極管Ds3、Ds1、Do2構(gòu)成的回路進(jìn)行放電，在t4時刻放電結(jié)束，該模態(tài)結(jié)束。并且由于Ck1與Ck2并聯(lián)，所以其電壓值相等。由于勵磁電感Lm遠(yuǎn)大于變壓器副邊漏感Lk，所以變壓器副邊漏感Lk兩端的電壓可以忽略。由于Ck1與Ck2足夠大，故認(rèn)為其上的電壓近似等于其平均電壓，因此可以認(rèn)為電流iLm線性減小。在t4時刻，iLm減小到零，二極管Do2零電流關(guān)斷，此時該模態(tài)和一個開關(guān)周期同時結(jié)束。通過輔助繞組的電壓過零檢測，傳至芯片的ZCD 管腳，觸發(fā)開關(guān)管導(dǎo)通，開啟新一輪的開關(guān)周期。該模態(tài)對應(yīng)的方程有：

其中，

在模態(tài)Ⅰ時，變壓器副邊漏感Lk也可與電容Ck1、Ck2發(fā)生不完全串聯(lián)諧振，但是由于此種情況下，將會導(dǎo)致二極管Ds2、Do1不能實現(xiàn)零電流關(guān)斷，故選擇驅(qū)動器工作在完全諧振模式下。

2.2 倍流特性分析

在模態(tài)Ⅰ，電容Ck1與Ck2與變壓器副邊漏感Lk發(fā)生串聯(lián)諧振。在模態(tài)Ⅲ和模態(tài)Ⅳ，電容Ck1與Ck2進(jìn)行放電。由電容的充放電電荷平衡可得

其中QCk1-ch表示電容Ck1在模態(tài)Ⅰ存儲的電荷量，QCk1-dis表示電容Ck1在模態(tài)Ⅲ與模態(tài)Ⅳ電釋放的電荷量，同理，QCk2-ch表示電容Ck2在模態(tài)Ⅰ存儲的電荷量，QCk2-dis表示電容Ck2在模態(tài)Ⅲ與模態(tài)Ⅳ釋放的電荷量。

則在一個開關(guān)周期內(nèi)，流過二極管Ds2和Ds3的平均電流可表示為：

同理可得，流過二極管Ds2和Ds1的平均電流可表示為：

由式（15）～（16）可得：

則在一個工頻周期內(nèi)，兩路輸出電流可分別表示為：

由式（17）～（19）可得，io2= 2io1。所以利用電容Ck1、Ck2和二極管Ds1、Ds2、Ds3組成的倍流電容網(wǎng)絡(luò)，實現(xiàn)了兩路電流成1∶2 的比例輸出。

由以上分析，根據(jù)電容的電荷平衡原理，經(jīng)過倍流電容網(wǎng)絡(luò)后，當(dāng)一條輸出支路的電流確定時，另外一條輸出支路的電流也隨之確定，因此只需要控制其中一條支路的電流即可，簡化了采樣和控制電路，使得變換器的體積得以減小。

3 實驗驗證

針對LED 驅(qū)動器，搭建了一臺輸入電壓范圍為175 ～265 V，兩路輸出電壓均為78 V，兩路輸出電流分別為350 mA 和700 mA 的實驗樣機。樣機所用參數(shù)，見表1。

表1 實驗樣機的參數(shù)

輸入電壓為220 V 時，通過實驗樣機所測得主要波形圖如圖3 所示。圖3（a）為輸入電壓和輸入電流波形，可以看出輸入電流與輸入電壓同相位，并且由泰克PA1000 單相功率分析儀測得實驗樣機的PF 值為0.995，實現(xiàn)了高功率因數(shù)的功能。

圖3 實驗波形

變壓器原副邊電流波形圖如圖3（b）所示。從圖中可以看出變壓器漏感與電容Ck1、Ck2在開關(guān)管導(dǎo)通時完成了完全串聯(lián)諧振。通過檢測變壓器輔助繞組的電壓過零，實現(xiàn)了變壓器工作在CRM 模式。所以，二極管Do1、Do2、Ds1、Ds2和Ds3都實現(xiàn)了零電流關(guān)斷，降低了損耗，提升了驅(qū)動器的效率。

圖3（c）為前級儲能電感電流波形、開關(guān)管電流波形和開關(guān)管漏源極電壓波形圖。從圖中可以看出前級儲能電感電流工作在DCM 模式。在220 V 輸入時開關(guān)管的電壓應(yīng)力和電流應(yīng)力分別為520 V 和6.6 A。本設(shè)計中選用的MOSFET 為15N65，其漏源極可承受的最大電壓應(yīng)力為650 V，最大電流應(yīng)力為7.56 A（100 ℃），參數(shù)設(shè)計合理，符合本次實驗要求。

實驗驗證了分析的正確性及所提出的基于倍流電容網(wǎng)絡(luò)的隔離式單開關(guān)LED 驅(qū)動器的可行性。

4 結(jié)語

針對基于電容電荷平衡原理的傳統(tǒng)單開關(guān)多路輸出LED 驅(qū)動器各輸出支路的電流相等，簡單增加更多的開關(guān)管或者更多的變壓器繞組將導(dǎo)致驅(qū)動器體積增大且結(jié)構(gòu)復(fù)雜的問題。研究并提出了一種基于倍流電容網(wǎng)絡(luò)的隔離式單開關(guān)兩路輸出LED 驅(qū)動器，通過實驗驗證其相較于傳統(tǒng)LED 驅(qū)動器具有體積更小的優(yōu)點，不僅滿足國內(nèi)外LED 驅(qū)動器的諧波標(biāo)準(zhǔn)，同時實現(xiàn)了單開關(guān)、高功率因數(shù)、兩路輸出電流1∶2 比例輸出。