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    一種新型雙向三電平倍流LCL-T諧振直流變換器

    2023-02-27 07:03:32張鐘藝肖曉森戴向陽(yáng)吳維鑫
    電力自動(dòng)化設(shè)備 2023年2期
    關(guān)鍵詞:箝位輸出特性恒流

    張鐘藝,金 濤,肖曉森,戴向陽(yáng),吳維鑫

    (1.福州大學(xué) 電氣工程與自動(dòng)化學(xué)院,福建 福州 350108;2.福州大學(xué) 福建省新能源發(fā)電與電能變換重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室,福建 福州 350108)

    0 引言

    隨著以電動(dòng)汽車為代表的新能源產(chǎn)業(yè)的發(fā)展,對(duì)車載充電機(jī)(on-board charger,OBC)[1]的性能提出了更高的要求。為了拓展OBC功能與運(yùn)用場(chǎng)合,將以往傳統(tǒng)的單向式功率傳輸改變?yōu)殡p向式功率傳輸[2-3]。近年來(lái),雙向OBC大多數(shù)采用電壓源DC-DC變換器,特別是LLC諧振拓?fù)洌?-5],因能實(shí)現(xiàn)寬負(fù)載范圍內(nèi)的開關(guān)管零電壓開通(zero voltage switching,ZVS)和整流二極管的零電流關(guān)斷(zero current switching,ZCS),提高變換器運(yùn)行效率,從而得到越來(lái)越多的關(guān)注與應(yīng)用。

    此外,由于恒流充電方式[6]具有能夠根據(jù)電池容量計(jì)算出充電電流值與充電時(shí)間的優(yōu)勢(shì),目前被廣泛應(yīng)用在新一代車載蓄能鋰電池荷電狀態(tài)(state of charge,SOC)智能管理上。但隨著恒流充電的進(jìn)行,鋰電池內(nèi)阻將不斷增加,而傳統(tǒng)的電壓源型變換器并不存在自然的恒流輸出特性,因此需要具備較寬的電壓增益調(diào)節(jié)范圍。而LLC諧振拓?fù)淦毡椴捎妹}沖頻率調(diào)制進(jìn)行電壓增益控制[7],這將導(dǎo)致必須通過(guò)較大的開關(guān)頻率變化來(lái)拓寬電壓增益調(diào)節(jié)范圍,額外提高了諧振腔磁性元件設(shè)計(jì)難度且會(huì)產(chǎn)生電磁干擾問(wèn)題[8]。文獻(xiàn)[9-10]則提出了一類基于輸入串聯(lián)輸出并聯(lián)(input series and output parallel,ISOP)系統(tǒng)的諧振直流變換器,通過(guò)高頻隔離變壓器,使2個(gè)LLC/CLLC諧振模塊ISOP,以此來(lái)獲得可變電流增益,但要求實(shí)際器件差異較小,同時(shí)還需設(shè)計(jì)輔助結(jié)構(gòu)或特定控制,才能實(shí)現(xiàn)各模塊較好的均流。

    對(duì)于單向LCL-T諧振拓?fù)洌?1-13],當(dāng)變換器運(yùn)行在歸一化頻率fn= 1時(shí),輸出電流將與負(fù)載無(wú)關(guān)[14-15],無(wú)需額外控制就可形成自然的恒流輸出特性,同時(shí)還令電感比λ<1來(lái)實(shí)現(xiàn)開關(guān)管ZVS[16]。但雙向LCL-T諧振拓?fù)鋭?shì)必要求λ=1,即利用諧振腔參數(shù)對(duì)稱設(shè)計(jì),實(shí)現(xiàn)變換器雙向功率傳輸特性相一致。文獻(xiàn)[17-18]介紹了一種LCL-T諧振型雙有源橋雙向DC-DC變換器,采用雙移相控制方式,通過(guò)調(diào)節(jié)初、次級(jí)全橋交流側(cè)電壓相位與電流相位關(guān)系以維持恒流輸出,并產(chǎn)生一定量的無(wú)功功率,進(jìn)而實(shí)現(xiàn)開關(guān)管ZVS。但無(wú)功功率將降低恒流輸出精度與變換器運(yùn)行效率,且控制方式受全橋結(jié)構(gòu)的嚴(yán)格約束。此外,為使開關(guān)管能夠適應(yīng)高壓輸入的場(chǎng)合,三電平中性點(diǎn)箝位(three-level neutral-point clamp,3L-NPC)脈沖寬度調(diào)制變換器[19]應(yīng)運(yùn)而生,在實(shí)現(xiàn)開關(guān)管ZVS的基礎(chǔ)上,使得開關(guān)管耐壓降至輸入電壓的一半[20]。并且,為實(shí)現(xiàn)不同電壓等級(jí)的車輛之間的功率傳輸,要求變換器具備可變電流增益的恒流充電功能。

    綜上,本文將LCL-T諧振結(jié)合三電平級(jí)聯(lián)中性點(diǎn)箝位(three-level cascaded neutral-point clamp,3L-CNPC)有源橋,提出了一種新型雙向三電平倍流LCL-T諧振直流變換器。其由諧振腔輸入、輸出端口分別連接一個(gè)3L-CNPC有源橋構(gòu)成,而3L-CNPC有源橋是借鑒文獻(xiàn)[12-13]的ISOP思想,由2個(gè)3LNPC橋臂直流側(cè)并聯(lián),交流側(cè)通過(guò)耦合變壓器級(jí)聯(lián)來(lái)構(gòu)成,并通過(guò)其箝位作用實(shí)現(xiàn)各橋臂自均流。由于耦合變壓器級(jí)聯(lián)的特殊方式,有源橋各子橋臂可獨(dú)立或并行工作,據(jù)此設(shè)計(jì)不同的調(diào)制方式控制諧振腔輸入電壓,建立變換器一倍、二倍準(zhǔn)恒流(quasiconstant-current,QCC)模式。同時(shí)為了克服文獻(xiàn)[17-18]中雙移相控制增加額外開關(guān)損耗的缺點(diǎn),在實(shí)現(xiàn)雙向功率傳輸特性一致、諧振腔器件參數(shù)對(duì)稱設(shè)計(jì)的前提下,借鑒傳統(tǒng)單向諧振變換器基波分析法建模,進(jìn)而研究了一種受歸一化頻率fn、品質(zhì)因數(shù)Q控制的LCL-T諧振準(zhǔn)恒流輸出,并考慮無(wú)功功率控制和實(shí)現(xiàn)開關(guān)管ZVS,設(shè)計(jì)滿足給定準(zhǔn)恒流輸出精度的輸出工況篩選算法。

    1 各模式工況暫態(tài)分析

    1.1 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

    圖1為本文所提新型變換器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu),其由輸入端口(電壓為Uinp、Uins)、分壓電容(C1p、C2p、C1s、C2s)、3L-CNPC有源橋與LCL-T諧振腔模塊(resonant tank module,RTM)組成。3L-CNPC有源橋由3LNPC主橋臂(main bridge arm,MBA)與3L-NPC輔助臂(auxiliary bridge arm,ABA)在直流側(cè)并聯(lián),在交流側(cè)通過(guò)匝比固定為1的耦合變壓器TXp(TXs)級(jí)聯(lián)所構(gòu)成,且分布在RTM兩側(cè)(左側(cè)為L(zhǎng)MBA、LABA,右側(cè)為RMBA、RABA),形成對(duì)稱的變換器拓?fù)潆娐?。Q1—Q4、T1—T4為MBA開關(guān)管,Q5—Q8、T5—T8為ABA開關(guān)管,D1—D8、DT1—DT8為開關(guān)管體二極管,C1—C8、CT1—CT8為開關(guān)管寄生電容,Dj1、Dj2(j=1,2,3,4)為箝位二極管,Cf1—Cf4為飛跨電容。RTM由諧振電感Lr、諧振電容Cr、漏感Lk與匝比為k的隔離變壓器TX構(gòu)成。

    圖1 本文所提新型變換器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)Fig.1 Topology structure of proposed novel converter

    左側(cè)有源橋中,LABA輸出端口電壓為umo,LMBA輸出端口電壓(即RTM輸入電壓)為uab=uao+uob,其中uao為L(zhǎng)MBA輸出電壓,uob為TXp副邊輸出電壓,且由于TXp耦合作用,umo=uob,則uab=uao+umo。同理,右側(cè)有源橋中,RMBA輸出端口電壓為ucd=uco′+uho′,其中uco′為RMBA輸出電壓,uho′為RABA輸出電壓。此外,uao′與umo′的輸出控制相互獨(dú)立。

    各模式工作暫態(tài)分析一律基于以下幾點(diǎn)原則:①功率從左傳輸?shù)接遥矣覀?cè)有源橋輸入源端口等效為負(fù)載電阻RL,變換器輸出電壓即為Uins,輸出電流即為iins;②開關(guān)管和二極管均為理想器件,導(dǎo)通電阻為0,開關(guān)管寄生電容大小均等于Coss;③TXp、TXs均為理想變壓器,嚴(yán)格遵守匝比規(guī)律,可忽略勵(lì)磁電流;④分壓電容C1p、C2p和C1s、C2s分別能夠理想均分Uinp和Uins;⑤飛跨電容Cf1—Cf4間無(wú)器件差異。

    1.2 一倍準(zhǔn)恒流模式工況

    一倍準(zhǔn)恒流模式所采用的調(diào)制方式為:RTM右側(cè)有源橋所有開關(guān)管常閉,LABA中Q5、Q8常閉而Q6、Q7常開,使得TXp被短路,則umo=uob=0,進(jìn)而uab=uao。同時(shí),為實(shí)現(xiàn)開關(guān)管ZVS,在[t1,t4]時(shí)段LMBA采用固定最小移相角α的方式,形成超前管Q1、Q4與滯后管Q2、Q3。一倍準(zhǔn)恒流模式下開關(guān)管驅(qū)動(dòng)信號(hào)及關(guān)鍵參數(shù)波形如附錄A圖A1所示。在此基礎(chǔ)上,得到上半工作周期([t0,t8])各開關(guān)模態(tài)電路如附錄A圖A2所示,且其對(duì)應(yīng)各暫態(tài)分析如下。

    開關(guān)模態(tài)0([t0,t1)):根據(jù)諧振電流ip環(huán)路,ip將持續(xù)對(duì)Cr充電,使得諧振電容電壓uCr大于RTM輸出電壓um,導(dǎo)致RTM輸出電流is1不斷上升。該過(guò)程中,uao被C1p箝位至Uinp/2,則uab=Uinp/2。此外TXs耦合作用形成is=iTXs,其中is為is1折算至TX副邊整流電流,iTXs為TXs副邊耦合電流,則根據(jù)is與iTXs環(huán)路,uho′、uco′均被C1s箝位至Uins/2,使得ucd=Uins,即um=kUins。

    開關(guān)模態(tài)1([t1,t2)):在t1時(shí)刻關(guān)斷Q1,ip立即對(duì)C1充電,同時(shí)C4通過(guò)Cf1、C2p回路放電,構(gòu)成LMBA超前管ZVS換流過(guò)程。該過(guò)程使uao由Uinp/2逐漸降為0。但因死區(qū)時(shí)間較短,ip近似不變,故RTM右側(cè)有源橋暫態(tài)過(guò)程不變。

    開關(guān)模態(tài)2([t2,t4)):在t2時(shí)刻,C1電壓一旦升至Uinp/2,立即被D11箝位,同時(shí)C4電壓也降至0,并導(dǎo)通D4,則換流過(guò)程結(jié)束。ip經(jīng)C2p、D4、Cf1與Q2續(xù)流,uab=0。在t3時(shí)刻,導(dǎo)通Q4實(shí)現(xiàn)ZVS。但由于ip仍對(duì)Cr充電,維持uCr>um,導(dǎo)致ip將逐漸減小。

    開關(guān)模態(tài)3([t4,t5)):在t4時(shí)刻關(guān)斷Q2,ip立即對(duì)C2充電,同時(shí)C3放電,構(gòu)成LMBA滯后管ZVS換流過(guò)程。uao由0逐漸降為-Uinp/2。但受ip減小的影響,關(guān)斷電流隨之減小,盡管本階段中,ip極性未變,但滯后管較之超前管更難實(shí)現(xiàn)ZVS。

    開關(guān)模態(tài)4([t5,t6)):在t5時(shí)刻,C2電壓升至Uinp/2,C3電壓降至0,并導(dǎo)通D3,則換流過(guò)程結(jié)束。同時(shí)刻導(dǎo)通Q3實(shí)現(xiàn)ZVS,uao被C2p箝位至-Uinp/2,則uab=-Uinp/2,使得ip過(guò)零點(diǎn)并反向增大。為維持ip與is1,Cr開始放電,導(dǎo)致uCr下降。當(dāng)uCr=um時(shí),is1達(dá)到正極性峰值,此后,隨著uCr<um,is1將不斷下降。

    開關(guān)模態(tài)5([t6,t7)):在t6時(shí)刻,uCr降至-kUins,is1過(guò)零點(diǎn),使得is均分兩路,一路對(duì)CT1、CT2和CT5、CT6充電,另一路使CT3、CT4和CT7、CT8放電,構(gòu)成RMBA和RABA中體二極管ZCS換流過(guò)程。同時(shí),ucd將隨著換流過(guò)程的進(jìn)行由Uins逐漸下降至-Uins,也即um由kUins逐漸下降至-kUins。根據(jù)圖A2(f)可列出如下節(jié)點(diǎn)電流方程組:

    式中:iC1s為流經(jīng)分壓電容C1s的電流;iCT1、iCT4、iCT5、iCT8分別為流經(jīng)開關(guān)管寄生電容CT1、CT4、CT5、CT8的電流。由式(1)中后四式可得iCT5=iCT8=iCT1=iCT4=is/2,代入第三式中可得iins=is,表明ZCS換流過(guò)程并不會(huì)增加額外的電能損耗。

    開關(guān)模態(tài)6([t7,t8]):在t7時(shí)刻,ZCS換流過(guò)程結(jié)束,CT3、CT4和CT7、CT8的電壓降至0,DT3、DT4和DT7、DT8被導(dǎo)通以實(shí)現(xiàn)ZCS。再根據(jù)is與iTXs環(huán)路,可得iins=is,同時(shí)uho、uco均被C2s箝位至-Uins/2,則ucd= -Uins,即um= -kUins。又由于uCr<um,ip持續(xù)對(duì)Cr反向充電,則is1不斷反向增大,變換器開始進(jìn)入下半工作周期。

    根據(jù)上述暫態(tài)分析,輸出uab為三電平,即Uinp/2、0和-Uinp/2。同時(shí)在變換器全工作周期中,iins恒為is,因此右側(cè)有源橋可完全等效視為全橋整流電路。

    1.3 二倍準(zhǔn)恒流模式工況

    不同于一倍準(zhǔn)恒流模式,LABA將采用與LMBA相同的調(diào)制方式,RTM右側(cè)有源橋所有開關(guān)管仍然常閉,但變換器輸入端口電壓由Uinp降為Uinp/2,形成二倍準(zhǔn)恒流模式。該模式下uab=uao+umo=2uao=2umo,輸出uab的三電平仍為Uinp/2、0和-Uinp/2,則輸出ip近似于一倍準(zhǔn)恒流模式。因此,二倍準(zhǔn)恒流模式下開關(guān)管驅(qū)動(dòng)信號(hào)及關(guān)鍵參數(shù)波形與一倍準(zhǔn)恒流模式基本相同。其上半工作周期開關(guān)模態(tài)0電路如附錄A圖A3所示。LABA中開關(guān)管Q5、Q6導(dǎo)通,TXp原邊電流iTXp從m點(diǎn)流出,經(jīng)TXp原邊、o點(diǎn)、C1p和Q5、Q6回流入m點(diǎn)。而ip環(huán)路可參考一倍準(zhǔn)恒流模式。另依靠TXp箝位作用實(shí)現(xiàn)自均流,則ip=iTXp。根據(jù)本模態(tài)電流環(huán)路,uao、umo均又被C1p箝位至Uinp/4,則uab=2umo=2uao=Uinp/2。

    后續(xù)二倍準(zhǔn)恒流模式開關(guān)模態(tài)暫態(tài)分析均可參照一倍準(zhǔn)恒流模式。由于二倍準(zhǔn)恒流模式下is1和is的暫態(tài)過(guò)程均無(wú)異于一倍準(zhǔn)恒流模式,右側(cè)有源橋也可等效視為全橋整流電路。

    2 LCL-T諧振準(zhǔn)恒流輸出特性研究

    2.1 LCL-T諧振恒流特性分析

    通過(guò)基波分析法建立變換器交流等效運(yùn)算電路,如圖2所示。圖中:ufund、uo、ip、is1分別為uab、um、ip、is1基波矢量;ωs=2πfs,為開關(guān)角頻率,fs為開關(guān)頻率;Req為負(fù)載電阻RL的交流等效電阻,表達(dá)式見(jiàn)式(2)。

    在一、二倍準(zhǔn)恒流模式下,uab輸出方波電壓幅值Uab=Uinp/2,um輸出方波電壓幅值Um恒為kUins。建立基波矢量峰值Ufund.p、Uo.p與Uab、Um的轉(zhuǎn)換關(guān)系,如式(3)所示。

    另定義LCL-T諧振腔諧振頻率fr、歸一化頻率fn、特征阻抗Zn、品質(zhì)因數(shù)Q和諧振電感比λ,表達(dá)式為:

    再根據(jù)圖2并結(jié)合式(2)—(4),變換器一倍準(zhǔn)恒流模式下電壓增益M1與電流增益H1均可以化簡(jiǎn)為以fn、λ、Q為自變量的函數(shù)表達(dá)式,分別見(jiàn)式(5)、(6)。

    式中:iinp=Uab/Zn,為額定輸入電流。

    式中:θ為諧振腔輸入阻抗Zin阻抗角。

    由于ip=ufund/Zin,ip初始相位φ=-θ。根據(jù)式(9),只有當(dāng)fn=1,λ<1時(shí),才能使得φ<0。但為保障變換器雙向功率傳輸特性一致,λ需恒等于1。為此,固定λ=1,研究無(wú)功功率控制和實(shí)現(xiàn)開關(guān)管ZVS受fn、Q影響的規(guī)律,并以此作為限制條件,篩選特定的變換器輸出工況,以實(shí)現(xiàn)一種受fn、Q控制的LCL-T諧振準(zhǔn)恒流給定精度輸出。

    2.2 變換器無(wú)功功率控制和實(shí)現(xiàn)開關(guān)管ZVS

    根據(jù):

    則無(wú)功功率傳輸效率η為:

    有功功率傳輸效率ηp為:

    再根據(jù)式(10),ip時(shí)域表達(dá)式為:

    則超前管關(guān)斷時(shí)刻電流大小為:

    式中:Ts為開關(guān)周期。

    由于超前管死區(qū)時(shí)間tDTb(即圖A1中[t1,t3))一般極短,可視ip恒定,則利用電荷守恒原理來(lái)設(shè)計(jì)tDTb。一倍準(zhǔn)恒流模式下,建立如下不等式:

    式中:uds為開關(guān)管耐壓。則tDTb取值范圍為:

    滯后管死區(qū)時(shí)間tDTL(即圖A1中[t4,t5))在tDTb基礎(chǔ)上適當(dāng)加大。另結(jié)合圖A1可建立如下不等式:

    則根據(jù)式(17)、(18),建立實(shí)現(xiàn)開關(guān)管ZVS的不等式為:

    基于式(8)、(19),建立如下函數(shù):

    又根據(jù)式(2)、(4)可得:

    將式(21)代入式(8)消除Req,則函數(shù)W(fn,Q,Req,fr,φ)可被轉(zhuǎn)化為函數(shù)w(fn,Q,Zn,fr,φ),表達(dá)式為:

    2.3 LCL-T諧振準(zhǔn)恒流輸出工況設(shè)計(jì)方法

    給定一倍準(zhǔn)恒流模式輸入工況為:Uinp=200 V,iinp=1.76 A,fr= 45 kHz,Coss=480 pF(基于Saber平臺(tái)IRF460器件MASK模型)。則Zn=Uab/iinp=56.8 Ω,進(jìn)而可得Cr=1/(2πZnfr)=62 nF,Lr=Z2nCr=200 μH=Lk。

    圖3 各隱函數(shù)曲線圖Fig.3 Graphs of implicit functions

    圖3中陰影區(qū)域即為滿足各限制條件的fn、Q取值區(qū)域。但這些條件還不能完全闡釋準(zhǔn)恒流輸出特性。必須要具備在窄電流增益變化下實(shí)現(xiàn)寬電壓增益變化的能力,使準(zhǔn)恒流輸出特性更加接近自然的恒流輸出特性。圖3中,隨著fn值大小的變化,與陰影區(qū)域邊界相交可得Qmax、Qmin,再代入H1與M1表達(dá)式中,計(jì)算出H1max、H1min與M1max、M1min?;谶@些計(jì)算值,制定一套準(zhǔn)恒流輸出工況篩選算法,輸出滿足H1與M1給定限制范圍的fn、Qmax和Qmin,其流程圖如附錄A圖A4所示。

    再根據(jù)已給定的fr、Zn,計(jì)算出一倍準(zhǔn)恒流模式輸出工況:fs=fnfr,最大負(fù)載電阻RLmax=Zn/Qmin,最小負(fù)載電阻RLmin=Zn/Qmax。而二倍準(zhǔn)恒流模式輸出工況則在不改變Lr、Cr和Lk的基礎(chǔ)上,保持與一倍準(zhǔn)恒流模式輸出工況相同即可。

    3 仿真驗(yàn)證與分析

    3.1 仿真參數(shù)設(shè)計(jì)

    根據(jù)第2節(jié)分析,通過(guò)篩選算法可以得到:fn=1.1,Qmax=0.63,Qmin=0.34,H1max-H1min=4.125 %<10 %,M1max/M1min=168.14 %>160 %。則一倍準(zhǔn)恒流模式輸出工況為:fs=50 kHz,RLmax=167.06 Ω,RLmin=90.16 Ω。結(jié)合2.3節(jié)給定的輸入工況,其余額定及仿真參數(shù)如附錄A表A1所示。仿真結(jié)果中輸出電壓、輸出電流變量下標(biāo)中的1、2分別代表一倍、二倍準(zhǔn)恒流模式。

    3.2 一倍準(zhǔn)恒流模式仿真分析

    根據(jù)式(18),可 得tDTb< |φ|(/4πfs)=0.15(/4π×50 000)≈0.24 μs。為更好地實(shí)現(xiàn)超前管與滯后管ZVS,適當(dāng)增大tDTb,取tDTb=0.25 μs、tDTL=0.25 μs。又令α=tDTb·2πfs=π/40。一倍準(zhǔn)恒流模式仿真結(jié)果如圖4所示,圖中ugs為開關(guān)管驅(qū)動(dòng)電壓。

    圖4 一倍準(zhǔn)恒流模式仿真波形Fig.4 Simulative waveforms for one-time QCC mode

    圖4(a)顯示:在仿真前段RLmin=90.16 Ω下,輸出電流iins1b≈1.467 A,輸出電壓Uins1b≈132.3 V,輸出功率P1b≈194 W;在仿真后段RLmax=167.06 Ω下,輸出電流iins1L≈1.400 A,輸出電壓Uins1L≈233.9 V,輸出功率P1L≈327.5 W。計(jì) 算 得 到H1max=iins1b(/2iinp)≈0.416 8,H1min=iins1L(/2iinp)≈0.397 8,M1max=Uins1L/Uinp≈1.169 5,M1min=Uins1b/Uinp≈0.661 5。以此校驗(yàn)準(zhǔn)恒流,可得H1max-H1min≈1.9 %,M1max/M1min≈176.8 %,|(H1max-4/π2)/(4/π2)|≈2.83 %,|(H1min-4/π2)/(4/π2)| ≈1.85 %。仿真結(jié)果證明變換器實(shí)現(xiàn)了輸出工況篩選算法中給定精度內(nèi)的準(zhǔn)恒流輸出特性。

    圖4(b)經(jīng)處理形成類似圖A1的表示。[t0,t1),uab保持Uinp/2=100 V,um保持Uins1b=132.3 V,ip極性未變,持續(xù)給Cr充電,uCr保持上升并大于um(橫虛線),導(dǎo)致is1不斷上升;[t1,t2),t1時(shí)刻關(guān)斷Q1,在tDTb內(nèi),uab由Uinp/2下降至0,這之后Q4在t2時(shí)刻導(dǎo)通以實(shí)現(xiàn)ZVS,又由于α=tDTb·2πfs,則t2、t3、t4時(shí)刻重疊;[t4,t5),t4時(shí)刻關(guān)斷Q2,在tDTL內(nèi),uab由0下降至-Uinp/2,這之后Q3在t5時(shí)刻導(dǎo)通以實(shí)現(xiàn)ZVS;[t5,t6),ip下降過(guò)零并導(dǎo)致uCr下降,當(dāng)uCr=um時(shí)is1達(dá)到峰值,此后is1逐漸減小并過(guò)零;[t6,t7),當(dāng)uCr<um時(shí),is1過(guò)零導(dǎo)致um由Uins1b逐漸下降至-Uins1b;[t7,t8],um維持-Uins1b,變換器準(zhǔn)備進(jìn)入下半工作周期。對(duì)比可知仿真結(jié)果與1.2節(jié)理論分析基本相同。圖4(c)的暫態(tài)分析可參考圖4(b),但在不同的輸出工況下,根據(jù)式(9)、(15)—(17),φ隨Q減小而減小并導(dǎo)致ip(Ts/2)變大,則ZVS換流過(guò)程變短,因此uab輸出更加明顯的三電平。

    3.3 二倍準(zhǔn)恒流模式仿真實(shí)驗(yàn)

    根據(jù)1.3節(jié),由于二倍準(zhǔn)恒流模式的輸出uab也為三電平Uinp/2、0和-Uinp/2。因此,除變換器輸入端口電壓改為Uinp/2外,電流、電壓指標(biāo)將與圖4(a)基本相同。但二倍準(zhǔn)恒流模式uds=Uinp/4是一倍準(zhǔn)恒流模式uds=Uinp/2的一半,而ip(即ip(Ts/2))相似,則根據(jù)式(16)、(17),二倍準(zhǔn)恒流模式ZVS換流過(guò)程所需tDTb將是一倍準(zhǔn)恒流模式的一半。為顯示對(duì)比效果,維持一倍準(zhǔn)恒流模式死區(qū),最終仿真結(jié)果如附錄A圖A5所示。

    圖A5(a)中同樣可計(jì)算出H2max=2H1max≈0.833 5,H2min=2H1min≈0.795 5,M2max=2M1max≈2.339,M2min=2M1min≈1.323。以此校驗(yàn)準(zhǔn)恒流,可得H2max-H2min≈3.8 %,M2max/M2min≈176.8 %,|(H2max- 8/π2)/(8/π2)|≈2.83 %,|(H2min-8/π2)/(8/π2)|≈1.85 %。仿真結(jié)果同樣證明,盡管二倍準(zhǔn)恒流模式將加劇電流增益波動(dòng),但仍實(shí)現(xiàn)了給定精度內(nèi)的準(zhǔn)恒流輸出特性。而圖A5(b)、(c)的暫態(tài)分析可參考一倍準(zhǔn)恒流模式。但在前段和后段輸出工況的[t1,t5),二倍準(zhǔn)恒流模式相較于一倍準(zhǔn)恒流模式輸出uab的三電平更明顯。

    4 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證與分析

    4.1 樣機(jī)參數(shù)及實(shí)物

    樣機(jī)參數(shù)與仿真相同,補(bǔ)充具體器件規(guī)格,如附錄A表A2所示。所搭建樣機(jī)實(shí)物如附錄A圖A6所示,采用對(duì)稱布局,獨(dú)立設(shè)計(jì)RTM,驅(qū)動(dòng)控制板盡可能貼近有源橋,降低開關(guān)管驅(qū)動(dòng)信號(hào)干擾。實(shí)驗(yàn)結(jié)果中ugs、uds下標(biāo)中Q1、Q2分別代表開關(guān)管Q1、Q2。

    4.2 樣機(jī)實(shí)驗(yàn)結(jié)果

    考慮驅(qū)動(dòng)延遲以及實(shí)際器件差異,在仿真基礎(chǔ)上,對(duì)一倍準(zhǔn)恒流模式部分參數(shù)進(jìn)行調(diào)整,其中tDTb、tDTL分別取0.3 μs、0.5 μs,α取π/25,RLmin(Qmax= 0.63)、RLmax(Qmin=0.34)分別取90 Ω、163.6 Ω。一倍準(zhǔn)恒流模式實(shí)驗(yàn)結(jié)果如圖5所示。

    圖5 一倍準(zhǔn)恒流模式實(shí)驗(yàn)波形Fig.5 Experimental waveforms for one-time QCC mode

    圖5(a)中輸入端口電壓Uinp=200 V,iins1b≈1.6 A,Uins1b≈144 V,P1b≈230.4 W;iins1L≈1.5 A,Uins1L≈240 V,P1L≈360 W。計(jì)算出H1max=iins1b(/2iinp)≈0.454 4,H1min=iins1L(/2iinp)≈0.426,M1max=Uins1L/Uinp≈1.2,M1min=Uins1b/Uinp≈0.72。H1max-H1min≈2.84%,M1max/M1min≈166.7 %,|(H1max-4/π2)/(4/π2)| ≈12 %,|(H1min-4/π2)/(4/π2)|≈5 %。由于受實(shí)際器件差異影響,準(zhǔn)恒流輸出精度相比仿真有所下降,但實(shí)驗(yàn)結(jié)果與仿真結(jié)果基本一致,驗(yàn)證了一倍準(zhǔn)恒流模式實(shí)現(xiàn)了準(zhǔn)恒流輸出特性。圖5(b)中,不同輸出工況下,輸出uab均為三電平,即Uinp/2=100 V、0、-Uinp/2=-100 V。且ip相位均滯后于ufund相位,但φ隨Q減小而減小并導(dǎo)致ip(Ts/2)變大,因而縮短了ZVS換流過(guò)程使三電平更加明顯,對(duì)比圖5(c)中ZVS實(shí)現(xiàn)效果,可知樣機(jī)實(shí)驗(yàn)進(jìn)一步驗(yàn)證了3.2節(jié)仿真結(jié)果。此外,對(duì)比圖4(b)、(c)與圖5(f)、(g),除波形幅值上的差別外,兩者具備相同的暫態(tài)過(guò)程,驗(yàn)證了1.2節(jié)理論分析。

    同樣維持一倍準(zhǔn)恒流模式死區(qū),二倍準(zhǔn)恒流模式實(shí)驗(yàn)結(jié)果如附錄A圖A7所示。圖A7(a)中輸入端口電壓Uinp/2=100 V,電流、電壓指標(biāo)與圖5(a)基本相同。計(jì)算出H2max=2H1max≈0.908 8,H2min=2H1min≈0.852,M2max=2M1max≈2.4,M2min=2M1min≈1.44。H1max-H1min≈5.68 %,M2max/M2min≈166.7 %,|(H2max-8/π2)/ |(8/π2)≈12 %,|(H2min- |8/π2)/(8/π2)≈5 %。實(shí)驗(yàn)結(jié)果與仿真結(jié)果也基本一致,驗(yàn)證了二倍準(zhǔn)恒流模式也實(shí)現(xiàn)了準(zhǔn)恒流輸出特性。圖A7(b)、(c)與圖5(b)、(c)基本相同,但各工況下uab三電平更加明顯,同時(shí)存在電壓耦合導(dǎo)致零電平振蕩現(xiàn)象。通過(guò)對(duì)比圖A7(d)、(e)與圖5(d)、(e)的開關(guān)管ZVS實(shí)現(xiàn)效果,其中udsQ1、udsQ2均由Uinp/2=100 V降至Uinp/4=50 V,表明樣機(jī)實(shí)驗(yàn)中二倍準(zhǔn)恒流模式ZVS換流過(guò)程短于一倍準(zhǔn)恒流模式,由此可驗(yàn)證3.3節(jié)相關(guān)仿真結(jié)果。對(duì)比圖A5(b)、(c)與圖A7(f)、(g)可知,除了波形幅值上的差別外,兩者也具備相同的暫態(tài)過(guò)程,驗(yàn)證了1.3節(jié)理論分析。此外,圖A7(h)、(i)證明uab由uao耦合umo形成,同時(shí)也疊加了部分TXp電壓耦合振蕩。而圖A7(j)、(k)中ip=iTXp,則證明TXp箝位作用實(shí)現(xiàn)各橋臂自均流,意味著LABA開關(guān)管ZVS實(shí)現(xiàn)情況可直接參考LMBA。

    4.3 樣機(jī)效率分析

    作出一倍、二倍準(zhǔn)恒流模式在輸出工況RLmin=90 Ω(Qmax=0.63)~RLmax=163.6 Ω(Qmin=0.34)范圍的準(zhǔn)恒流、效率ηp曲線,如圖6所示。

    圖6 樣機(jī)準(zhǔn)恒流、效率曲線Fig.6 QCC and efficiency curves of prototype

    圖6(a)、(b)顯示,在篩選出的輸出工況范圍內(nèi),隨著負(fù)載電阻RL增大,2種模式下H1和H2均分別維持在自然恒流增益點(diǎn)(4/π2和8/π2)附近,而M1和M2均持續(xù)增大,也表明可實(shí)現(xiàn)動(dòng)態(tài)準(zhǔn)恒流輸出特性。另對(duì)比2種模式開關(guān)暫態(tài)差異,并分析損耗組成,可以發(fā)現(xiàn)一倍準(zhǔn)恒流模式相較于二倍準(zhǔn)恒流模式不存在TXp原邊繞組銅損,但由于各開關(guān)管具有更高的uds,關(guān)斷損耗明顯增大,而本次樣機(jī)設(shè)計(jì)功率較小,運(yùn)行頻率較高,因此關(guān)斷損耗將會(huì)大于繞組銅損,并最終導(dǎo)致圖6(c)中二倍準(zhǔn)恒流模式的ηp優(yōu)于一倍準(zhǔn)恒流模式。此外,已知Q越小則φ越小,θ越大,也即增大η會(huì)減小ηp,將所得參數(shù)值fn= 1.1和Qmin=0.34代入式(9)、(12)、(13),求得理論上的ηp最小值ηpmin=90.36 %,而圖6(c)顯示2種模式在所設(shè)計(jì)輸出工況下ηp最小值均接近ηpmin,由此驗(yàn)證了2.3節(jié)中所設(shè)計(jì)的無(wú)功功率限制條件。

    5 結(jié)論

    本文提出一種新型雙向倍流LCL-T諧振變換器,在3L-CNPC有源橋中,通過(guò)耦合變壓器級(jí)聯(lián)各子橋臂交流側(cè),據(jù)此設(shè)計(jì)不同調(diào)制方式控制諧振腔輸入電壓以建立一倍、二倍準(zhǔn)恒流模式,使變換器具備可倍增電流增益的準(zhǔn)恒流輸出特性。

    1)通過(guò)分析各模式開關(guān)暫態(tài)中電流路徑,可視一側(cè)有源橋?yàn)槿珮蛘麟娐?,并通過(guò)基波分析法建立等效運(yùn)算電路;

    2)為實(shí)現(xiàn)雙向功率傳輸特性一致,利用等效運(yùn)算電路,分析無(wú)功功率控制和實(shí)現(xiàn)開關(guān)管ZVS限制條件;

    3)基于各限制條件,設(shè)計(jì)滿足給定準(zhǔn)恒流輸出精度的輸出工況篩選算法,并通過(guò)仿真與實(shí)驗(yàn)證明了所提新型變換器能夠在篩選出的輸出工況下,實(shí)現(xiàn)給定精度內(nèi)的準(zhǔn)恒流輸出及各橋臂自均流。

    附錄見(jiàn)本刊網(wǎng)絡(luò)版(http://www.epae.cn)。

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