基于復用橋臂的儲能型模塊化多電平換流器

曾 武，李 睿，蔡 旭

（1. 南方電網(wǎng)能源發(fā)展研究院有限責任公司,廣東省廣州市 510700；2. 風力發(fā)電研究中心,上海交通大學電子信息與電氣工程學院,上海市 200240）

0 引言

基于模塊化多電平換流器的高壓直流（modular multilevel converter based high voltage direct current,MMC-HVDC）輸電技術(shù)因具有易擴展的模塊化結(jié)構(gòu)、較小的輸出電壓畸變率以及有功/無功解耦控制等優(yōu)勢,在大規(guī)模、遠距離風電場并網(wǎng)場合具有廣闊的應用前景［1］。

在風電場經(jīng)MMC-HVDC 并網(wǎng)系統(tǒng)中,風電機組由于其轉(zhuǎn)子轉(zhuǎn)速與電網(wǎng)頻率完全解耦,因此無法自發(fā)響應系統(tǒng)頻率變化,從而呈現(xiàn)低慣量特性［2］。通過給風機變流器附加控制策略［3-5］,可以使風電機組具備一定的輔助電網(wǎng)調(diào)節(jié)能力,但均需要犧牲風電機組最大功率點跟蹤（maximum power point tracking,MPPT）能力。同時,風電場內(nèi)風電機組間的協(xié)調(diào)控制較為困難。

通過在風電場內(nèi)加裝儲能設備,不僅能夠?qū)崿F(xiàn)風電場虛擬慣量控制［6］,還可以避免風電場內(nèi)機組之間的協(xié)調(diào),也不影響各臺風電機組MPPT 實現(xiàn),具有良好的應用前景。文獻［7］表明,采用大約風電場額定功率5%的儲能裝置就能使風電場產(chǎn)生與同容量同步發(fā)電機大小接近的虛擬慣量作用效果。

通常用于解決風電場并網(wǎng)問題的儲能設備是作為一個單獨設備接入風電場匯集母線,會增加系統(tǒng)損耗和成本［8］?？紤]到用于慣量補償?shù)膬δ芟到y(tǒng)功率要求并不高,可以把儲能載體直接集成在模塊化多電平換流器（modular multilevel converter,MMC）內(nèi),將有助于減小系統(tǒng)成本和損耗［9］。

將儲能載體與子模塊相結(jié)合的研究工作最早始于H 橋級聯(lián)型換流器的電池儲能應用［10-14］。文獻［10］提出將鏈式功率轉(zhuǎn)換系統(tǒng)（power conversion system,PCS）用于大容量電池儲能系統(tǒng),構(gòu)建了500 kW/238 kW·h 的鋰電池儲能實驗系統(tǒng),經(jīng)工頻變壓器接入6.6 kV 電網(wǎng)。2014 年9 月,南方電網(wǎng)寶清儲能電站實現(xiàn)了2 MW/2 MW·h 無變壓器直掛儲能的示范應用,電壓等級達到10 kV［11］,文獻［12-14］對其功率控制、荷電狀態(tài)均衡與優(yōu)化設計方法等進行了深入的研究。

在柔性直流輸電系統(tǒng)里,同樣可以將儲能載體與MMC 子模塊 相結(jié)合［15-22］。儲能型MMC 與H 橋級聯(lián)型換流器的不同在于,H 橋級聯(lián)型換流器是作為一個單獨的全功率PCS 儲能設備接入風電場匯集母線,而儲能型MMC 是集成部分儲能功率的AC/DC 換流器,儲能是MMC 的額外功能［15］。國內(nèi)外眾多學者對儲能型MMC 電路拓撲的研究主要分為兩類:一是將儲能載體直接并聯(lián)在子模塊電容兩端［16］；二是將儲能載體經(jīng)雙向DC/DC 變換器并聯(lián)在半橋子模塊（half-bridge submodule,HBSM）電容兩端,即兩級式HBSM 拓撲［17-21］。考慮到高壓直流輸電中MMC 的應用特點,其子模塊電容電壓一般高于1 500 V 電壓等級［22］,而以鋰離子電池為代表的高倍率電池,從成本和安全考慮,難以達到如此高的串聯(lián)電壓。因此,含雙向DC/DC 變換器的兩級式子模塊拓撲更適用于高壓直流輸電應用場合。文獻［23］提出了一種兩級式全橋子模塊拓撲,使MMC 具備了直流故障穿越能力,但是系統(tǒng)的成本大大增加。

為了降低兩級式全橋子模塊的成本,本文基于橋臂復用的思想,提出了一種類全橋儲能子模塊拓撲以及相應的調(diào)制和控制策略,并通過類全橋子模塊（quasi-full-bridge submodule,QFBSM）和HBSM的混合,進一步降低系統(tǒng)的成本和損耗。提出的拓撲與單級式儲能HBSM 相比,對電池電壓的要求顯著降低,具有平滑電池電流的功能；與兩級式儲能HBSM 相比,具有直流故障阻斷能力。通過構(gòu)建仿真模型和實驗樣機,對拓撲的可行性和控制策略的有效性進行了驗證。

1 儲能型MMC 拓撲及調(diào)制策略

圖1（a）所示為MMC-HVDC 系統(tǒng)單線圖,圖1（b）所示為MMC 拓撲圖。圖1 中:ix為x相交流電流（x=a,b,c）；ixp為x相上橋臂電流；ixn為x相下橋臂電流；Ibat為電池電流；Vbat為電池電壓；Larm為橋臂電感；Lac為交流側(cè)漏感；Lbat為與電池相連的電感；Vdc和Idc分別為直流側(cè)電壓和電流；VcF和VcH分別為QFBSM 和HBSM 的電容電壓平均值；DFIG表示雙饋感應發(fā)電機。MMC 每個相單元包括上、下兩個橋臂,每個橋臂由N個子模塊（包括NH個HBSM 和NF個QFBSM）和電感Larm串聯(lián)組成。

圖1（b）所示的QFBSM 是本文提出的拓撲,反并聯(lián)晶閘管T 用于實現(xiàn)直流故障阻斷。反并聯(lián)晶閘管阻斷直流故障的實現(xiàn)方法為:放電狀態(tài)下,通過控制開關(guān)管S1常通（充電狀態(tài)則控制S2常通）使晶閘管電流迅速下降至維持電流以下,晶閘管關(guān)斷,從而阻斷直流故障對電池的影響。電池電流的控制原理為:當S1導通時,電感左右兩端承受電壓為Vbat-VcF,是負值,電感電流下降（正方向為電池流向橋臂中點）,下降率di/dt=（Vbat-VcF）/Lbat；當S2導通時,電感電壓為Vbat,電流上升。S1/S2開關(guān)信號和電池電流波形如附錄A 圖A1 所示。

圖1 MMC-HVDC 系統(tǒng)結(jié)構(gòu)示意圖Fig.1 Schematic diagram of structure of MMC-HVDC system

常規(guī)的儲能型MMC 子模塊拓撲將電池通過DC/DC 變換器與HBSM 相連,構(gòu)成兩級式HBSM。該拓撲在直流側(cè)短路故障情況下存在電流通路,如圖2（a）所示。圖中:va、vb、vc為交流側(cè)三相電壓；紅色實線表示子模塊通流的具體器件和電流方向,紅色虛線表示MMC 系統(tǒng)的電流通路；簡化起見,用SM 表示兩級式HBSM。盡管將電池通過DC/DC變換器與全橋子模塊相連可以解決這一問題,但由于開關(guān)管數(shù)目增加到6 個,系統(tǒng)的成本顯著提高。

本文基于橋臂復用的思想,提出了一種QFBSM 拓撲。與兩級式HBSM 相比,引出端子從B2、B3變 成 了B2、B1,平 均 輸 出 電 壓VB2B1=VB2B3-VB1B3=VB2B3-Vbat,其中,VB2B1為節(jié)點B2相對節(jié)點B1的電壓,VB2B3為節(jié)點B2相對節(jié)點B3的電壓,VB1B3為節(jié)點B1相對節(jié)點B3的電壓。與HBSM 輸出的電壓VB2B3相比,QFBSM 輸出的電壓VB2B1存在少量直流電壓損失,但該拓撲可將電容電壓用于抑制短路電流,只需滿足2NF個QFBSM 的電容電壓總和大于交流側(cè)線電壓幅值,如圖2（b）所示。

圖2 不同子模塊拓撲在直流側(cè)短路故障時的電流通路Fig.2 Current paths of different submodule topologies with DC-side short-circuit fault

由于MMC 三相對稱,為表達簡潔,以a 相為例進行說明。附錄A 圖A2 為a 相平均值模型。其中,每個橋臂的級聯(lián)HBSM 和QFBSM 可分別等效為可控電壓源；R為橋臂等效電阻；Rac為交流側(cè)等效電阻。電氣量正方向按整流運行方式定義。

MMC 上、下橋臂電流可以表示為:

式中:icira為a 相環(huán)流。

式中:uap和uan分別為a 相上、下橋臂電壓；vno為共模電壓。

假設MMC 電容電壓穩(wěn)定,每個橋臂中HBSM和QFBSM 電容電壓直流量相等,同為Vc=Vdc/N。HBSM 和QFBSM 個數(shù)相等,即NF=NH=N/2。

電池投入使用時,QFBSM 中S1/S2橋臂用作僅輸出直流的雙向DC/DC 變換器,S3/S4用作輸出交流和直流的半橋。脈寬調(diào)制（PWM）信號如圖3（a）和（b）所示。圖中,mdl表示S1/S2左橋臂調(diào)制信號中的直流分量,mdr表示S3/S4右橋臂調(diào)制信號中的直流分量,mfa表示S3/S4橋臂調(diào)制信號中的交流分量,則QFBSM 調(diào)制信號中的直流量為mfd=mdr-mdl。mdl的平均值為電池電壓與電容電壓的比值,即mdl=Vbat/Vc。與單級式儲能子模塊相比,QFBSM電池電壓可以設計得比較低,是本拓撲的優(yōu)勢之一。考慮到子模塊混合后QFBSM 里電池要提供10%的子模塊功率,本文取mdl=0.1。

圖3 調(diào)制信號及輸出電壓Fig.3 Modulation signals and output voltages

HBSM 的PWM 信號如圖3（c）所示。圖中:mhd和mha分別表示HBSM 中S5/S6橋臂調(diào)制信號中的直流分量和交流分量。一個QFBSM 和一個HBSM的總輸出電壓如圖3（d）所示。

待確定量為mhd、mha、mdr和mfa,本文將根據(jù)子模塊電容電壓平衡條件、調(diào)制信號的邊界條件來進行確定。

QFBSM 在4 種開關(guān)狀態(tài)下的電流通路如圖4所示,其中icF為QFBSM 的電容電流。

圖4 QFBSM 在4 種開關(guān)狀態(tài)下的電流通路Fig.4 Current paths of QFBSM in four switching states

相應地,橋臂開關(guān)狀態(tài)SFL/SFR和QFBSM 的輸出電壓VoF以及電容電流icF的關(guān)系如表1 所示。SFL=0 表 示S1關(guān) 斷、S2導 通；SFL=1 表 示S1導 通、S2關(guān)斷。SFR=0 表示S3關(guān)斷、S4導通；SFR=1 表示S3導通、S4關(guān)斷。

表1 QFBSM 的開關(guān)狀態(tài)Table 1 Switching states of QFBSM

根據(jù)表1 可以得到QFBSM 的電容電流的表達式為:

式中:Im和I2分別為交流側(cè)電流和橋臂環(huán)流幅值；φ、θ分別為a 相交流側(cè)電流和橋臂環(huán)流相位。

為了使電容電壓在一個工頻周期內(nèi)平衡,有

式（16）反映了本文提出電路的適用條件,即2Um/Vdc≤0.9,驗證了前文所述的代價是犧牲10%的直流電壓,這在工程應用中是可以接受的。

式（17）反映了電路的儲能邊界（標幺值）,其中不等式右端為整流工況下的放電功率邊界,不等式左端為整流工況下的充電功率邊界,如附錄A 圖A3所示。該圖說明了在式（16）滿足的條件下,該電路至少可提供11% 的儲能功率,滿足慣量補償?shù)囊螅?］。

式（18）反映了在式（16）、式（17）滿足的前提下,mha有無數(shù)組解。在確定mha后,根據(jù)式（14）、式（15）可依次確定mhd、mfd和mfa。

2 控制策略

網(wǎng)側(cè)有功功率及無功功率控制是換流器最基本的控制目標,3N個電池組的功率平滑控制是提高電池使用壽命的關(guān)鍵,MMC 所有子模塊電容電壓的穩(wěn)定是換流器可靠運行的前提。附錄A 圖A4 為針對上述目標綜合實現(xiàn)的控制策略框圖,由網(wǎng)側(cè)電流控制、電池電流控制和電容電壓控制組成。

2.1 網(wǎng)側(cè)電流控制

網(wǎng)側(cè)電流控制框圖見附錄A 圖A5。圖中:id、iq、Vd和Vq分別為三相電壓和電流在dq坐標系下的形式。變換器的相電壓指令v*a、v*b和v*c由dq軸 電 流解耦前饋控制決定。

2.2 電池電流控制

電池電流通過QFBSM 的S1/S2橋臂控制。S1/S2橋臂在電池投入運行時用作雙向DC/DC 變換器,因此電池電流可以平滑控制,無須承受工頻和二倍頻脈動。電池電流的控制框圖見附錄A 圖A6（a）。電池電流參考值和實際值的差經(jīng)過PI 控制器,輸出S1/S2的調(diào)制信號。從電池電流控制環(huán)獲得的電壓指令為:

式中:Kp1、KI1分別為PI 控制器的比例系數(shù)和積分系數(shù)；I*bat為電池電流參考值。

2.3 電容電壓控制

3 電路參數(shù)設計

考慮到電池的安全穩(wěn)定運行,提出的類全橋儲能子模塊拓撲結(jié)構(gòu)中子模塊電容和與電池串聯(lián)的電感參數(shù)設置非常重要。電容容值由電容電壓紋波確定,與電池串聯(lián)的電感感值Lbat由電池電流紋波確定。下面將詳細推導QFBSM 電容容值CF、HBSM電容容值CH和電感感值Lbat。

對于QFBSM,假設橋臂環(huán)流得到較好抑制,則由式（1）、式（6）、式（7）可知,其電容電流icF為:

式中:k1和k2分別為電容的工頻電壓紋波率和二倍頻電壓紋波率。

根據(jù)要求的電容電壓紋波率即可確定CF和CH。當儲能功率較小時兩者差距不大,可統(tǒng)一設計。

電池電流正方向如圖1 所示。在一個開關(guān)周期Ts內(nèi),當S1導通時,電感兩端的電壓為QFBSM 電容電壓VcF與電池電壓Vbat之差。S1導通的時間ton為D1Ts,其中D1是S1的占空比,等于Vbat與VcF之比。因此,電感電流紋波為:

4 拓撲效率及成本評估

表2 列出了各種MMC 子模塊拓撲的開關(guān)器件數(shù)量、輸出電平、直流故障阻斷能力和儲能功能,各子模塊拓撲圖詳見附錄A 圖A7。單級式HBSM 不適用于高壓、大功率場合。兩級式HBSM 不能輸出負電平,因此不具備直流故障穿越能力。本文對能實現(xiàn)相同功能的兩級式全橋子模塊和QFBSM 進行效率和成本評估。

表2 MMC 子模塊拓撲之間的比較Table 2 Comparison of MMC submodule topologies

在電路參數(shù)設置上,選取浙江舟山柔性直流工程參數(shù)［22］,直流側(cè)電壓為400 kV,交流側(cè)電壓為220 kV,傳輸功率為400 MW,每個橋臂子模塊數(shù)量N為250,電容電壓平均值為1 600 V。

在器件選型上,選擇3 300 V/1 500 A 絕緣柵雙極型晶體管（IGBT）模塊（FZ1500R33HL3）,晶閘管選擇2 400 V/460 A 晶閘管（T460N）。通過線性擬合得到IGBT 和二極管在結(jié)溫Tvj=125 ℃下的導通壓降為:

式中:Eon為IGBT 從關(guān)斷到導通所消耗的能量；Eoff為IGBT 從導通到關(guān)斷所消耗的能量；Erec為二極管反向恢復所消耗的能量。測試電壓Vref=1 800 V。

通過線性擬合得到晶閘管在結(jié)溫Tvj=125 ℃下的導通壓降為:

先計算QFBSM 的導通損耗。如圖4 所示,流經(jīng)S1/S2的電流記作i1,假設橋臂環(huán)流得到較好抑制,以a 相上橋臂為例,則根據(jù)式（1）有:

當S1導通且i1為負時電流流經(jīng)S1的IGBT（記作T1）,當S1導通且i1為正時電流流經(jīng)S1的二極管（記作D1）。因此,T1和D1的通態(tài)損耗分別為:

式中:fsw為開關(guān)管的開關(guān)頻率。根據(jù)新型排序均壓算法［25］,MMC 里IGBT 開關(guān)頻率可做到約200 Hz。

同理可得QFBSM 其他開關(guān)管的損耗以及HBSM、兩級式全橋子模塊的損耗分布情況,如附錄A 圖A8 所示。從圖中可見,HBSM 開關(guān)器件數(shù)量最少,通態(tài)損耗和開關(guān)損耗也最低,僅作為對照。QFBSM 的通態(tài)損耗低于兩級式全橋子模塊,但是開關(guān)損耗高于兩級式全橋子模塊。這是因為兩級式全橋子模塊的中間橋臂不需要高頻動作,僅需保持下管常通即可,電池電流流經(jīng)的開關(guān)應力比QFBSM 的S1/S2應力低。綜合來看,QFBSM 的損耗略低于兩級式全橋子模塊,兩者幾乎相等。與HBSM 進行1∶1 混合,能進一步降低損耗和成本。

在僅考慮開關(guān)器件成本的前提下,對類全橋混合子模塊和兩級式全橋混合子模塊的成本進行評估,結(jié)果如表3 所示。因為兩級式全橋子模塊中電池電流流經(jīng)的開關(guān)電流應力比較低,所以選擇了3.3 kV/450 A 的IGBT 模塊（FF450R33T3E3）。從表3 數(shù)據(jù)可計算得到,類全橋混合子模塊節(jié)省的成本約為［1-（10.57 萬元/12.68 萬元）］×100%≈16.6%。

表3 成本評估Table 3 Cost evaluation

5 仿真驗證

為了驗證本文提出的混合型MMC 的控制策略,在MATLAB/Simulink 平臺搭建仿真模型進行驗證,仿真參數(shù)參考舟山柔性直流輸電工程［22］,仿真電路如圖1（b）所示,額定功率為400 MW,交流電壓為220 kV,橋臂電感Larm=90 mH。每個橋臂的子模塊個數(shù)N=250,其中NF=NH=125。子模塊電容平均電壓為1 600 V,容值為12 mF。電池平均電壓為160 V,平均電流為167 A。根據(jù)電感電流紋波率εi=40%確定電感參數(shù)Lbat=10 mH,開關(guān)頻率取200 Hz。

根據(jù)功率傳輸方向,可將儲能型MMC 的運行工況分成如下6 種:

工況1:整流,電池不充不放；

工況2:整流,電池放電；

工況3:整流,電池充電；

工況4:逆變,電池不充不放；

工況5:逆變,電池放電；

工況6:逆變,電池充電。

先對儲能型MMC 在整流工況下的充放電狀態(tài)即工況1 至3 進行仿真。交流側(cè)相電壓波形見附錄A圖A9（a）,線電壓有效值為220 kV。交流側(cè)相電流波形見圖A9（b）,功率因數(shù)為1。當t為0～0.2 s時,電池放電；當t為0.2～0.4 s 時,電池不工作；當t為0.4～0.6 s時,電池充電。交流側(cè)功率恒定為400 MW。

電池電流波形見附錄A 圖A10（a）。當t為0～0.2 s 時,電池以20 MW 的總功率進行放電,占整個換流器功率的5%；當t為0.2～0.4 s 時,電池電流指令為0,通過QFBSM 的S1/S2橋臂將電感電流控制到0 后可用晶閘管斷開；當t為0.4～0.6 s 時,電池以20 MW 的總功率進行充電。直流側(cè)功率和交流側(cè)功率波形見圖A10（b）。當換流器工作在整流、電池放電工況,直流側(cè)功率大于交流側(cè)功率；當換流器工作在整流、電池充電工況,直流側(cè)功率小于交流側(cè)功率。附錄A 圖A10 說明MMC 可在不同工況間平滑切換。

三相上橋臂電壓波形見附錄A 圖A11（a）,a 相上橋臂HBSM 和QFBSM 的電容電壓如圖A11（b）所示?？梢钥吹?通過采取本文提出的調(diào)制和控制策略,電容電壓的平均值在整個電池充放電過程中都可保持在Vdc/N=1 600 V。上、下橋臂電流及其算術(shù)平均值見圖A11（c）,可以看到二次環(huán)流得到了較好的抑制。

對儲能型MMC 在逆變工況下的充放電狀態(tài)進行仿真,結(jié)果如附錄A 圖A12 所示。該場景保持了直流側(cè)功率不變,可模擬通過儲能增加或減小交流側(cè)的功率,達到提供慣量支撐的效果。網(wǎng)側(cè)相電流波形見圖A12（a）,隨著電池充放電狀態(tài)的變化,網(wǎng)側(cè)相電流增大。電池電流波形見圖A12（b）。當t為0～0.2 s 時,電池以20 MW 的總功率進行充電,占整個換流器功率的5%；當t為0.2～0.4 s 時,電池電流指令為0,通過QFBSM 的S1/S2橋臂將電感電流控制到0 后可用隔離開關(guān)斷開；當t為0.4～0.6 s 時,電池以20 MW 的總功率進行放電。直流側(cè)功率和交流側(cè)功率波形見圖A12（c）。當換流器工作在逆變、電池放電工況,直流側(cè)功率小于交流側(cè)功率；當換流器工作在逆變、電池充電工況,直流側(cè)功率大于交流側(cè)功率。

當直流側(cè)短路故障發(fā)生時,故障阻斷過程如圖5 所示。當t為0～0.2 s 時,換流器工作在整流、電池放電狀態(tài)。假設在t=0.2 s 時刻發(fā)生直流側(cè)短路故障,直流側(cè)電壓瞬間跌落至0,如圖5（a）所示。故障起始階段,交流側(cè)電流產(chǎn)生明顯畸變,如圖5（b）所示。直流側(cè)電流迅速上升,如圖5（c）所示。橋臂電流如圖5（d）所示。由于電池電流受DC/DC 變換器控制,在故障起始階段電池未受到明顯影響,如圖5（e）所示。假設在1 ms 后,控制系統(tǒng)檢測到發(fā)生故障并將換流器閉鎖,直流故障電流被限制到0。子模塊電容電壓波形如圖5（f）所示。在t=0.4 s 時刻,直流側(cè)故障被清除,換流器可從短路故障中恢復。

圖5 直流側(cè)短路工況下的仿真波形Fig.5 Simulation waveforms under DC-side short-circuit condition

以上仿真結(jié)果驗證了本文提出的基于QFBSM拓撲結(jié)構(gòu)的MMC 的可行性和調(diào)制及控制策略的有效性。在穩(wěn)態(tài)下,所提儲能型MMC 可運行在整流或逆變工況,在整流或逆變工況下電池均可進行充放電。在直流側(cè)發(fā)生短路故障時,所提儲能型MMC 可以有效抑制短路電流,隔離直流故障。

6 實驗驗證

實驗室搭建了一個縮小規(guī)模的樣機,電池使用12 V/ 20 Ah 的鉛酸電池,如附錄A 圖A13（a）所示。實驗樣機的額定功率是3 kW,包含24 個子模塊。每個子模塊都按全橋設計,包含4 個IGBT。每個子模塊用10 個額定200 V/330 μF 的電容并聯(lián)組成3.3 mF 的子模塊電容?；旌闲蚆MC 用3 塊DSP 控制,型號為TMS320F28377D。DSP 之間通過串行通信接口（SCI）通信,采用一主機兩從機的通信框架。主控制板傳遞調(diào)制信號給兩個從機,接收從機采集的子模塊電容電壓信號。附錄A 圖A13（b）為控制板的細節(jié)展示?？刂瓢灏蓸与娐贰⑤o助電源、DSP 和PWM 輸出端子等。

實驗采用的三相混合型MMC 電路如圖1（b）所示,額定功率P=3 kW,直流電壓Vdc=480 V,交流側(cè)線電壓有效值Vac=240 V,子模塊電容平均電壓Vc=120 V,容值C=3.3 mF。每個橋臂的子模塊數(shù)量N=4,其中NF=NH=2。電池平均電壓Vbat=12 V,平均電流Vbat=2 A。由于實驗樣機模塊數(shù)較少,開關(guān)頻率取5 000 Hz。

交流側(cè)相電壓的實驗波形見附錄A 圖A14（a）,其中交流側(cè)線電壓有效值為240 V,因此相電壓的有效值為139 V,幅值為196 V。在前文所述調(diào)制和控制策略下,換流器能夠穩(wěn)定運行,三相電流實驗波形見圖A14（b）所示。圖A14（c）是同一橋臂內(nèi)所有子模塊的電容電壓實驗結(jié)果。為了展示細節(jié),示波器顯示設置成5 V/格,偏置120 V。從圖中可以看到,電容電壓在每個工頻周期即20 ms 內(nèi)達到平衡。

QFBSM 電容電壓、電池電流、橋臂電流及橋臂電壓的實驗結(jié)果見附錄A 圖A15（a）。由于實驗中每個橋臂僅4 個子模塊,數(shù)量較少,采用載波移相調(diào)制,橋臂電壓呈現(xiàn)5 電平的階梯電壓波形。圖A15（b）為直流母線電壓、電流和電池電壓、電流,直流側(cè)用480 V 的電壓源作為輸入。電容電壓為12 V,是子模塊電容電壓的10%,與前文的分析保持一致。

圖6 所示為短路實驗波形,短路后直流母線電壓跌至0,MMC 閉鎖開關(guān)器件。故障清除過程中,理論上直流線路中儲存的能量會轉(zhuǎn)移到子模塊電容中,帶來電容電壓的上升,但由于實驗樣機中直流側(cè)線路較短,電容電壓上升不明顯。從圖6 中可以看到,所提儲能型MMC 在直流側(cè)短路時可以有效抑制直流母線短路電流。圖6 中電流尖峰是由于采樣延時導致,在可接受范圍內(nèi)。該實驗結(jié)果證明了本文提出的儲能型MMC 具備直流故障阻斷能力。

圖6 直流母線短路實驗波形Fig.6 Experimental waveforms of DC-bus short-circuit fault

以上實驗結(jié)果進一步驗證了本文提出的基于QFBSM 拓撲結(jié)構(gòu)的MMC 的可行性和調(diào)制及控制策略的有效性。

7 結(jié)語

為了解決新能源發(fā)電系統(tǒng)低慣量、MMC 無法限制直流側(cè)短路電流的問題,面向大規(guī)模、遠距離風電場經(jīng)MMC-HVDC 并網(wǎng)應用,提出了一種兼具儲能功能和直流側(cè)短路故障阻斷能力的MMC 拓撲及其調(diào)制、控制策略,有效地實現(xiàn)了電池電流的平滑控制和電容電壓的穩(wěn)定控制；通過損耗分布和成本對比,論證了在僅考慮開關(guān)器件成本的前提下,本文所提QFBSM 的成本比現(xiàn)有的兩級式全橋子模塊技術(shù)架構(gòu)節(jié)省成本約16.6%；構(gòu)建了仿真模型和全數(shù)字化小比例實驗平臺,仿真和實驗驗證了所提拓撲的可行性和調(diào)制、控制策略的有效性。

值得注意的是,在MMC 子模塊中加入儲能電池勢必會增大子模塊尺寸、重量和絕緣難度,基于儲能型MMC 的柔性直流輸電方案在功率密度提升、絕緣設計、成本和可靠性評估等方面仍需進行大量研究以滿足工程需求。

附錄見本刊網(wǎng)絡版（http：//www.aeps-info.com/aeps/ch/index.aspx），掃英文摘要后二維碼可以閱讀網(wǎng)絡全文。