三相電壓型PWM整流器的自抗擾控制研究

曾俊杰，蘇 鑫，李 正，徐 鵬，但遠(yuǎn)宏

(1.重慶理工大學(xué) 電氣與電子工程學(xué)院，重慶 400054; 2.重慶理工大學(xué) 計(jì)算機(jī)科學(xué)與工程學(xué)院，重慶 400054)

0 引言

隨著天然氣、石油、煤炭等化石燃料的大量消耗，環(huán)境問題和能源危機(jī)的問題也日益加劇，因此綠色能源技術(shù)得到快速的發(fā)展，優(yōu)質(zhì)的電能不僅對(duì)我國的工業(yè)生產(chǎn)活動(dòng)有著重要的影響，而且也對(duì)國民的生活息息相關(guān)，尤其是新能源和電動(dòng)汽車的發(fā)展前景[1-2]。整流器已成為電網(wǎng)、用電設(shè)備以及其它電氣設(shè)備的能量接口，電能可以通過整流器進(jìn)行雙向傳輸。網(wǎng)側(cè)電能通過變換器輸送到直流母線，用來提供給用戶側(cè)及為整流狀態(tài)；潮汐能、風(fēng)能、光伏等發(fā)電設(shè)備產(chǎn)生的電能，使得直流母線電壓上升，從而直流側(cè)母線電能通過變換器回饋到網(wǎng)側(cè)，故為逆變狀態(tài)。三相電壓型PWM整流器具有較好的性能，比如交流側(cè)電流正弦化、單位功率因數(shù)以及輸入電流總諧波干擾(THD)小等優(yōu)點(diǎn)[3]，所以受到各國學(xué)者的大量關(guān)注和研究，并且廣泛應(yīng)用在高壓直流輸電、無功補(bǔ)償、交直流側(cè)能量互流以及新型能源并網(wǎng)發(fā)電等領(lǐng)域[4-5]。

由于三相電壓型PWM整流器是強(qiáng)非線性控制系統(tǒng)，其采用傳統(tǒng)的線性控制方式很難達(dá)到理想的控制效果[6]。因此，為了改善整流器系統(tǒng)的性能，將非線性控制方法引入到PWM整流器已經(jīng)成為了研究的熱點(diǎn)，如滑膜變結(jié)構(gòu)控制[7-8]、直接功率控制[9-10]、反饋線性化控制[11-12]以及自抗擾控制方法[13-17]等。文獻(xiàn)[7]針對(duì)系統(tǒng)參數(shù)不確定性和未建模部分，提出了一種基于直接功率控制方法的反饋線性化滑?？刂撇呗?，該方法將模型的非線性和參數(shù)的不確定性考慮在內(nèi)，其增強(qiáng)了被控系統(tǒng)的魯棒性。文獻(xiàn)[8]提出了一種基于同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的雙閉環(huán)控制方法，電壓外環(huán)采用滑?？刂疲娏鲀?nèi)環(huán)采用傳統(tǒng)PI控制，整流器具有高魯棒性和快速動(dòng)態(tài)響應(yīng)。文獻(xiàn)[9]提出了一種改進(jìn)的預(yù)測(cè)直接功率控制策略，并結(jié)合滑模控制器，提高了直流側(cè)電壓的抗干擾能力。文獻(xiàn)[10]提出一種新型無差拍預(yù)測(cè)控制策略,該策略將瞬時(shí)有功功率中的二倍頻分量作為控制目標(biāo)來消除，同時(shí)引入了準(zhǔn)積分校正每個(gè)周期瞬時(shí)功率的預(yù)測(cè)給定值，其有效抑制了電流諧波分量。文獻(xiàn)[11]根據(jù)非線性反饋線性化理論，采用了改進(jìn)型前饋解耦控制，并且電壓外環(huán)采用滑模變結(jié)構(gòu)控制，該混合控制實(shí)現(xiàn)了整流器線性化解耦控制。文獻(xiàn)[12] 通過構(gòu)造差分同構(gòu)矩陣，將非線性系統(tǒng)轉(zhuǎn)化為等價(jià)的虛擬線性多輸入多輸出系統(tǒng)，該控制器具有更好的跟蹤性能和抗干擾性能。文獻(xiàn)[13]通過構(gòu)造自抗擾中的新型非線性狀態(tài)反饋函數(shù)，從而改善了控制力抖動(dòng)的問題和獲得了較好穩(wěn)態(tài)及動(dòng)態(tài)新能。文獻(xiàn)[14]針對(duì)直流側(cè)電壓不穩(wěn)定的問題，提出了一種改進(jìn)型自抗擾控制，傳統(tǒng)自抗擾控制的擴(kuò)張狀態(tài)觀測(cè)器(ESO)替換為降階的廣義比例積分觀測(cè)器(RGPIO)，提升了系統(tǒng)實(shí)時(shí)估計(jì)并消除多種擾動(dòng)，同時(shí)增強(qiáng)了整流器的魯棒性。文獻(xiàn)[15]提出了一種靜止坐標(biāo)系下基于GI-ESO的三相電壓型PWM整流器的改進(jìn)線性自抗擾控制方案，解決了整流器在突然變加載或減載時(shí)，直流側(cè)電壓波動(dòng)過大的問題。文獻(xiàn)[16]設(shè)計(jì)了一種線性自抗擾控制(LADRC)方法，且分析了LADRC方法的穩(wěn)態(tài)和動(dòng)態(tài)性能，使得系統(tǒng)具有更快的響應(yīng)速度和更強(qiáng)的抗擾動(dòng)能力，同時(shí)實(shí)現(xiàn)了四象限工作狀態(tài)。整流系統(tǒng)中存在各種擾動(dòng)，如負(fù)載擾動(dòng)、過程參數(shù)攝動(dòng)以及網(wǎng)側(cè)電源擾動(dòng)等。自抗擾控制方法具有不依賴系統(tǒng)模型的特性，通過利用擴(kuò)張狀態(tài)控制器(ESO)對(duì)系統(tǒng)總擾動(dòng)解析估計(jì)和補(bǔ)償，其變成一種線性積分器串聯(lián)標(biāo)準(zhǔn)型，再結(jié)合非線性狀態(tài)誤差反饋控制率(NLSEF)實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)控制，從而解決整個(gè)系統(tǒng)的擾動(dòng)問題[18-19]。

本文采用電壓和電流雙閉環(huán)控制，并對(duì)常規(guī)自抗擾控制中NLSEF和ESO的不平滑函數(shù)進(jìn)行改進(jìn)，得到一個(gè)平滑連續(xù)函數(shù)的改進(jìn)型自抗擾控制策略。電壓外環(huán)采用改進(jìn)型的自抗擾控制，以此來得到恒定的輸出電壓，電流內(nèi)環(huán)采用前饋解耦PI控制，兩者結(jié)合的控制系統(tǒng)，抑制了整流系統(tǒng)的高頻抖動(dòng)現(xiàn)象和增加了系統(tǒng)的魯棒性，獲得了良好的跟蹤擾動(dòng)信號(hào)，從而實(shí)現(xiàn)了整流系統(tǒng)的單位功率因數(shù)運(yùn)行且減小了交流側(cè)電流總諧波含量，并通過仿真和實(shí)驗(yàn)有效驗(yàn)證了該控制方法的可行性。

1 三相電壓型PWM整流器數(shù)學(xué)模型

本文以三相電壓型PWM整流器系統(tǒng)作為研究對(duì)象，主要是通過控制整流橋中的IGBT功率管以及并聯(lián)的續(xù)流二極管(6個(gè)功率管和6個(gè)二極管)，續(xù)流二極管是在功率開關(guān)管未導(dǎo)通時(shí)，其起到電流續(xù)流的作用，從而達(dá)到整流工作狀態(tài)下的穩(wěn)定電壓。

三相電壓型PWM整流器的主電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1所示。ea,eb,ec為三相平衡電壓源的相電壓，ia,ib,ic為交流側(cè)各相電流 ，Vdc和iL分別為直流側(cè)電壓、電流，L和R分別為交流側(cè)濾波電感、交流側(cè)等效電阻，C和RL分別為直流側(cè)濾波電容、負(fù)載，Sa,Sb,Sc為PWM整流器的開關(guān)函數(shù)，Sx(x=a、b、c)等于1時(shí)，其表示上橋臂導(dǎo)通且下橋臂關(guān)斷；Sx(x=a、b、c)等于0時(shí)，其表示上橋臂關(guān)斷下橋臂導(dǎo)通。

圖1 三相電壓型PWM整流電路原理圖

由圖1 通過采用基爾霍夫電壓定律和電流定律，建立A相、B相、C相的回路方程，從而得到三相電壓型PWM整流器的數(shù)學(xué)模型，其整流系統(tǒng)在三相靜止坐標(biāo)系下的開關(guān)函數(shù)數(shù)學(xué)模型表達(dá)式為：

(1)

由式(1)可知三相電壓型PWM整流器為非線性時(shí)變模型，并且整流系統(tǒng)的數(shù)學(xué)模型具有清晰的物理意義，但是數(shù)學(xué)模型包含開關(guān)函數(shù)的高頻分量，從而控制系統(tǒng)難以根據(jù)開關(guān)量來設(shè)計(jì)。故需要通過等量變換及三相靜止坐標(biāo)系的各變量轉(zhuǎn)換到兩相靜止坐標(biāo)系(α,β)，最后再變換為兩相同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系(d,q)的數(shù)學(xué)模型。

三相靜止坐標(biāo)系到兩相靜止坐標(biāo)系的變換矩陣C3s/2s如下：

(2)

兩相靜止坐標(biāo)系到兩相同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系的變換矩陣C2s/2r如下：

(3)

由式(1)～(3)得到兩相同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系(d,q)的數(shù)學(xué)模型表達(dá)式為：

(4)

式(4)中,(ed、eq)，(id、iq)，(sd、sq)分別為交流側(cè)電壓、交流側(cè)電流及開關(guān)函數(shù)的d和q軸分量；Vd=sdVdc、Vq=SqVdc；C為交流電源的角頻率；θ為d軸與A相電壓相夾角(θ=ωt)。

由式(4)可以看出三相電壓型PWM整流器的耦合項(xiàng)為ωLiq和ωLid，導(dǎo)致d軸和q軸變量存在相互耦合效應(yīng)，因此需要采用前饋解耦控制來消除相互之間電流的影響，從而得到較好的電流跟隨性能。本文電流內(nèi)環(huán)采用傳統(tǒng)PI控制器， 電流環(huán)控制設(shè)計(jì)的方程如下：

(5)

其中:Kip、KiI分別為電流內(nèi)環(huán)控制器的比例增益以及積分增益；S為微分算子；id*、iq*分別為id、iq的電流指令值，當(dāng)iq*設(shè)置為零時(shí)，三相電壓型PWM整流器工作在整流狀態(tài)，且無功功率為零。

2 自抗擾控制器的設(shè)計(jì)

2.1 整流系統(tǒng)結(jié)構(gòu)框圖

由于三相電壓型PWM整流器是強(qiáng)非線性控制系統(tǒng)，且線性控制策略在特殊應(yīng)用上存在一定的缺陷。由于線性控制策略是建立在精確的整流器數(shù)學(xué)模型和不變的系統(tǒng)參數(shù)，但現(xiàn)實(shí)情況中存在多種干擾，如直流負(fù)載突變、參數(shù)攝動(dòng)以及母線電容等因素，從而影響線性控制的性能，故需要引入非線性控制方法到整流器系統(tǒng)。為了整流系統(tǒng)以單位功率因數(shù)運(yùn)行，并且直流側(cè)的輸出電壓也能夠快速調(diào)節(jié)，故如圖2所示采用雙閉環(huán)控制系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)圖。

圖2 雙閉環(huán)整流系統(tǒng)控制的結(jié)構(gòu)圖

其中，通過電壓和電流檢測(cè)轉(zhuǎn)換到d、q軸的實(shí)際電壓與電流分量，電壓外環(huán)直流側(cè)的給定電壓值與實(shí)際電容電壓的差值經(jīng)過自抗擾控制器(ADRC)，得到電流內(nèi)環(huán)d軸分量的電流給定值，并且將q軸分量的電流值設(shè)置為零。然后，將d軸、q軸的電流給定值與實(shí)際電流分量的差值分別經(jīng)過電流內(nèi)環(huán)PI控制器 ，再通過空間矢量脈寬調(diào)制器(SVPWM，Space vector pulse width modulator)的控制，從而獲得整流系統(tǒng)3橋臂開關(guān)管的導(dǎo)通與關(guān)斷信號(hào)。

2.2 自抗擾控制器

自抗擾控制技術(shù)是由中科院系統(tǒng)科學(xué)研究所韓京清研究員提出的控制策略，且是一種非線性控制方法，該方法以經(jīng)典PID的基礎(chǔ)上發(fā)展而來，傳統(tǒng)PID控制器使用在精度要求比較高的應(yīng)用場(chǎng)合中，系統(tǒng)誤差很容易受到外界擾動(dòng)的負(fù)面影響，從而自抗擾控制改善了傳統(tǒng)PID控制的致命缺陷，且具有不依賴被控對(duì)象的精確模型和對(duì)擾動(dòng)的抑制能力。

自抗擾控制器是由非線性跟蹤微分器(TD)、擴(kuò)張狀態(tài)觀測(cè)器(ESO)及非線性狀態(tài)誤差反饋律(NLSEF)3個(gè)部分組成。非線性跟蹤微分器能夠?qū)ο到y(tǒng)給定信號(hào)進(jìn)行合理的過度過程，以此來減小超調(diào)，同時(shí)給出過度過程的微分信號(hào)；擴(kuò)張狀態(tài)觀測(cè)器將系統(tǒng)的外擾和內(nèi)擾進(jìn)行總估計(jì)，從而達(dá)到對(duì)未建模的擾動(dòng)及外界擾動(dòng)加以補(bǔ)償；非線性狀態(tài)誤差反饋律是根據(jù)所獲得的誤差和誤差的變化率得到系統(tǒng)控制量。其常規(guī)的自抗擾控制器結(jié)構(gòu)如圖3所示，為了后續(xù)能夠在微處理器上運(yùn)行和數(shù)值化編程，給其離散的形式。

圖3 自抗擾控制器結(jié)構(gòu)框圖

2.2.1 非線性跟蹤微分器(TD)

由于傳統(tǒng)PID控制器的初始誤差直接取給定值與系統(tǒng)實(shí)際輸出值的差，從而初始狀態(tài)存在比較大的誤差變化，其對(duì)系統(tǒng)引起控制量超調(diào)的情況，既導(dǎo)致系快速性和超調(diào)量之間矛盾。所以需要根據(jù)控制目標(biāo)進(jìn)行合理的過渡過程，非線性跟蹤微分器就避免了傳統(tǒng)PID初始誤差過大和超調(diào)的矛盾，且給出較好的微分離散信號(hào)和改善傳統(tǒng)微分器對(duì)噪聲放大的缺點(diǎn)，其目標(biāo)是跟蹤直流側(cè)的給定電壓和離散微分信號(hào)的處理。

(6)

式(6)中，f為快速控制最優(yōu)綜合函數(shù)：

f=fhan(V1(k)-v(t),V2(k),r,h0)

(7)

由式(7)中f函數(shù)可知,v(t)=Vdc*-Vdc(0)，V1=V1(k+1)+Vdc(0)，V2=V2(k+1)，同時(shí)fhan(x1,x2,r,h0)是一種非線性函數(shù)，根據(jù)式(8)～(10)中離散方程推導(dǎo)而來。

(8)

(9)

(10)

2.2.2 擴(kuò)張狀態(tài)觀測(cè)器(ESO)

擴(kuò)張狀態(tài)觀測(cè)器是自抗擾控制器的核心部分，其能夠?qū)崟r(shí)估計(jì)出整流系統(tǒng)模型中的各種狀態(tài)變量和其他不確定因素，并且在反饋過程中對(duì)擾動(dòng)加以補(bǔ)償，以此對(duì)系統(tǒng)模型重新構(gòu)造的作用。整流系統(tǒng)中直流側(cè)電壓和電流是可測(cè)量的變量，其作為該系統(tǒng)的輸入狀態(tài)變量的擴(kuò)張狀態(tài)觀測(cè)器形式如下：

(11)

2.2.3 非線性狀態(tài)誤差反饋控制率(NLSEF)

非線性狀態(tài)誤差反饋控制率是根據(jù)擴(kuò)張狀態(tài)觀測(cè)器的反饋量和非線性跟蹤微分器的輸出所構(gòu)成的非線性系統(tǒng)控制量。

(12)

式(6)～(12)中，Vdc*為直流電壓給定值，Vdc為直流側(cè)電壓值,V1是Vdc*跟蹤值，V2是Vdc*微分信號(hào)值，id*為電壓外環(huán)輸出控制量；α、δ、β為可調(diào)參數(shù)，r為快速跟蹤控制參數(shù)，h0和h為精度因子；Z1(k+1)、Z2(k+1)、Z3(k+1)分別是V1、V2及總擾動(dòng)的估計(jì)值；e1、e2是跟蹤微分器與擴(kuò)張狀態(tài)觀測(cè)器作差得到的兩個(gè)誤差；b、b0分別是系統(tǒng)因子和補(bǔ)償因子；k1和k2是非線性狀態(tài)誤差反饋控制率的增益系數(shù)，非線性函數(shù)fal(e,α,δ)形式如式(13)所示。

(13)

2.3 改進(jìn)型自抗擾控制器

常規(guī)自抗擾控制器中的擴(kuò)張狀態(tài)觀測(cè)器(ESO)和非線性狀態(tài)誤差反饋(NLSEF)控制率使用非線性函數(shù)fal(e,α,δ)，并且fal函數(shù)具有“小誤差，大增益；大誤差，小增益”的特點(diǎn)，通過分析和發(fā)現(xiàn)fal函數(shù)存在拐點(diǎn)不平滑的抖動(dòng)現(xiàn)象。因此，本文采用一種改進(jìn)型的非線函數(shù)qin如式(14)所示[21]。

(14)

通過對(duì)α和δ變量取值的不同，qin函數(shù)與fal函數(shù)的變化曲線進(jìn)行對(duì)比，以此來適應(yīng)實(shí)際值不同情況的需求。

1)α、δ取值分別為0.25和0.1，如圖4所示。

圖4 給定α值和δ值的函數(shù)曲線

從圖4可以得到，隨著偏差e逐漸增大，qin函數(shù)輸出值比fal函數(shù)輸出值響應(yīng)快且光滑，并處在偏差e為|0.1|時(shí)，兩函數(shù)輸出值相等，其輸出值約為|0.58|。

2)增大α值為0.4，保持δ值為0.1，如圖5所示。

圖5 α值增大的函數(shù)曲線

從圖5可以看出，當(dāng)α值增大到0.4且保持δ值為0.1，兩函數(shù)的輸出值響應(yīng)速度變緩，從|0.58|降低到|0.4|，且qin函數(shù)輸出值比fal函數(shù)輸出值響應(yīng)快且光滑，避免了高頻抖振現(xiàn)象。

3)保持α值為0.25，增大δ值為1，如圖6所示。

圖6 δ值增大的函數(shù)曲線

從圖6可以看出。當(dāng)δ值增大到1且保持α值為0.1，兩函數(shù)的輸出值響應(yīng)速度加快，并處在偏差e為|1|時(shí)，從|0.58|提高到|1|，同樣qin函數(shù)輸出值比fal函數(shù)輸出值響應(yīng)快且光滑。

綜上所得，隨著α、δ取值不同，qin函數(shù)的拐點(diǎn)曲線都比較連續(xù)且光滑，并且改善了fal曲線函數(shù)不平滑的特性，故降低了常規(guī)自抗擾控制器的不平滑性而造成的抖振現(xiàn)象。

3 仿真研究及分析

為了驗(yàn)證改進(jìn)型的自抗擾控制方法的有效性，利用MATLAB/Simulink環(huán)境下進(jìn)行仿真實(shí)驗(yàn)，其三相電壓型PWM整流器的參數(shù)如表1所示。

圖7 直流電壓穩(wěn)態(tài)運(yùn)行實(shí)驗(yàn)

非線性自抗擾控制器的控制性能好，但參數(shù)較多，本文通過經(jīng)驗(yàn)法整定參數(shù)，則可以簡(jiǎn)化部分控制參數(shù)?？焖俑櫩刂茀?shù)r值越大跟蹤速度就越快，增加到一定程度后且影響已不明顯；一般精度因子h、h0取值在0～1范圍內(nèi)；α1、α2一般在0～1范圍內(nèi)取值，可以先取值0.5，在基礎(chǔ)上可以再

表1 三相電壓型PWM整流器的參數(shù)

作調(diào)整，如取值0.25；可調(diào)參數(shù)δ取值為0.01～0.1范圍較適合；補(bǔ)償因子b0可以根據(jù)系統(tǒng)因子b的大小進(jìn)行估計(jì)，估計(jì)的越接近效果就越好，但在實(shí)際工程應(yīng)用中，還需要折中考慮被控對(duì)象的帶寬、擾動(dòng)幅值、采樣步長(zhǎng)等其他因素。通過經(jīng)驗(yàn)法整定常規(guī)自抗擾控制器和改進(jìn)型自抗擾控制器的參數(shù)如下：r=300,h=0.001,h0=0.1,β1=4,β2=41,β3=5,α1=0.4,α2=0.2,δ=0.1,b=b0=1,k1=1.5,k2=0.8，并進(jìn)行直流電壓穩(wěn)態(tài)控制、直流給定電壓突變、網(wǎng)側(cè)電壓突變以及直流負(fù)載突變仿真實(shí)驗(yàn)對(duì)比研究。

3.1 直流電壓穩(wěn)態(tài)運(yùn)行實(shí)驗(yàn)

在改進(jìn)型ADRC和常規(guī)ADRC的作用下，整流系統(tǒng)都達(dá)到穩(wěn)態(tài)運(yùn)行的輸出直流電壓，且交流側(cè)電壓和電流處于單位功率因數(shù)運(yùn)行狀態(tài)。

如圖7直流電壓穩(wěn)態(tài)運(yùn)行實(shí)驗(yàn)波形，圖(a)中，改進(jìn)型ADRC的直流輸出電壓在56ms達(dá)到穩(wěn)態(tài)值，而常規(guī)ADRC的直流輸出電壓的調(diào)節(jié)時(shí)間稍長(zhǎng)，在62 ms達(dá)到穩(wěn)態(tài)運(yùn)行，并且改進(jìn)型ADRC比常規(guī)ADRC的輸出直流電壓響應(yīng)曲線較為平滑及穩(wěn)態(tài)誤差小，常規(guī)ADRC存在12 V的超調(diào)量，而改進(jìn)型ADRC的超調(diào)量只有4 V；圖(b)中，整流系統(tǒng)網(wǎng)側(cè)電壓與電流同相位且實(shí)現(xiàn)單位功率因數(shù)控制；圖(c)和圖(d)中，改進(jìn)型ADRC比常規(guī)ADRC的交流電流總諧波含量值(THD)低0.65%，其分別為2.87%和3.52%，兩者交流電流諧波含量值都達(dá)到了不高于國家電能質(zhì)量規(guī)定的總諧波含量5%的指標(biāo)。

3.2 直流給定電壓突變運(yùn)行實(shí)驗(yàn)

如圖8直流給定電壓突變波形可知，整流系統(tǒng)在時(shí)間0.1 s處，將直流電壓給定600 V突降為550 V，在改進(jìn)型ADRC和常規(guī)ADRC的作用下，改進(jìn)型ADRC約為47 ms達(dá)到新的給定輸出電壓值，幾乎無壓降且連續(xù)，而常規(guī)ADRC穩(wěn)定時(shí)間比改進(jìn)型ADRC長(zhǎng)，其約為58 ms才恢復(fù)到穩(wěn)態(tài)，但是改進(jìn)型ADRC的跟隨性更加平滑，且常規(guī)ADRC存在約10 V的壓降。

圖8 直流給定電壓突變的響應(yīng)曲線

3.3 交流側(cè)輸入電壓突變運(yùn)行實(shí)驗(yàn)

如圖9交流側(cè)輸入電壓突變的響應(yīng)波形可得，整流系統(tǒng)在時(shí)間0.1 s處，將網(wǎng)側(cè)電壓220 V突降到180 V，改進(jìn)型ADRC的恢復(fù)時(shí)間約為42 ms，其壓降約為6 V，常規(guī)ADRC的恢復(fù)時(shí)間約為50 ms，其壓降約為8 V，表明改進(jìn)型ADRC比常規(guī)ADRC抗交流側(cè)電壓突變的擾動(dòng)能力強(qiáng)，且都能恢復(fù)到直流電壓的設(shè)定值。

圖9 交流側(cè)輸入電壓突變的響應(yīng)曲線

3.4 負(fù)載突變運(yùn)行實(shí)驗(yàn)

如圖10直流側(cè)負(fù)載突變實(shí)驗(yàn)波形可以得到，整流系統(tǒng)在時(shí)間0.1 s處，將直流負(fù)載電阻以30 Ω突減到15 Ω，以此來模擬用戶負(fù)載變動(dòng)的情況，在改進(jìn)型ADRC和常規(guī)ADRC的作用下，可以看出兩者都經(jīng)過約為64 ms后，整流系統(tǒng)再次達(dá)到穩(wěn)定狀態(tài)，改進(jìn)型ADRC壓降約40 V，而常規(guī)ADRC壓降約為60 V，表明改進(jìn)型ADRC具有較好的抗負(fù)載擾動(dòng)的能力。

圖10 直流負(fù)載突變的響應(yīng)曲線

綜上所述，在改進(jìn)型ADRC和常規(guī)ADRC的作用下，整流系統(tǒng)在受到外部或內(nèi)部擾動(dòng)時(shí)，改進(jìn)型ADRC比常規(guī)ADRC具有更好的跟隨性能和動(dòng)態(tài)性，提高了整流系統(tǒng)的抗交流側(cè)輸入電壓和負(fù)載的擾動(dòng)能力，傅里葉分析電流信號(hào)的結(jié)果顯示具有較低的總諧波含量及提高了電壓質(zhì)量，從而驗(yàn)證了改進(jìn)型ADRC在三相電壓型PWM整流器的優(yōu)越性能，同時(shí)為后續(xù)進(jìn)行實(shí)物控制設(shè)計(jì)提供了理論依據(jù)。

4 實(shí)物驗(yàn)證

為了驗(yàn)證改進(jìn)型ADRC的可行性，搭建了三相電壓型PWM整流器硬件平臺(tái)來實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證，實(shí)驗(yàn)樣機(jī)的控制芯片采用TI公司的TMS320F28335，IGBT是以FGH49N60UFD型作為主功率開關(guān)管。表2為實(shí)驗(yàn)樣機(jī)的具體實(shí)驗(yàn)參數(shù)。

表2 實(shí)驗(yàn)樣機(jī)的實(shí)驗(yàn)參數(shù)

如圖11實(shí)物實(shí)驗(yàn)結(jié)果波形，圖(a)中，交流側(cè)A相電壓和電流的波形接近正弦波且?guī)缀鯖]有毛刺，且能實(shí)現(xiàn)了單位功率因數(shù)運(yùn)行，電壓與電流處于同相位；圖(b)中，整流系統(tǒng)連續(xù)進(jìn)行減載和加載突變實(shí)驗(yàn)，直流負(fù)載電阻從60 Ω到120 Ω之間突變，直流側(cè)電壓輸出波形穩(wěn)定運(yùn)行在120 V。當(dāng)負(fù)載電阻從120 Ω突降到60 Ω時(shí)，交流側(cè)A相電流幅值拉高，直流側(cè)輸出電壓存在一定的壓降; 當(dāng)負(fù)載電阻從60 Ω突增120 Ω到時(shí)，交流側(cè)A相電流幅值降低，直流側(cè)輸出電壓存在一定的壓升，其調(diào)整時(shí)間約為300 ms后再次達(dá)到穩(wěn)態(tài)，從而驗(yàn)證了改進(jìn)型ADRC具有良好的動(dòng)靜態(tài)性和魯棒性。

圖11 實(shí)物驗(yàn)證結(jié)果

5 結(jié)束語

本文針對(duì)三相電壓型PWM整流器強(qiáng)非線性和控制復(fù)雜的特性，采用了一種新型平滑連續(xù)的非線性函數(shù)，并將qin函數(shù)引入到常規(guī)ADRC的擴(kuò)張狀態(tài)觀測(cè)器和非線性狀態(tài)誤差反饋律中,從而減小了高頻顫振影響。通過MATLAB/Simulink仿真模型分析和實(shí)物實(shí)驗(yàn)結(jié)果可得，基于電壓外環(huán)改進(jìn)型ADRC和電流內(nèi)環(huán)前饋解耦PI的雙閉環(huán)控制，該方法比常規(guī)ADRC具有更好的控制性能，實(shí)現(xiàn)了三相電壓型PWM整流器的單位功率運(yùn)行和提高了直流輸出電壓的動(dòng)靜態(tài)性及魯棒性。同時(shí)降低了交流側(cè)電流總諧波含量，減小了整流系統(tǒng)直流側(cè)電壓的超調(diào)量，故對(duì)三相電壓型PWM整流器的理論及工程應(yīng)用具有可行性和指導(dǎo)性。