DC-DC全橋電路軟啟動控制方法

李源升，薛夢嬌，胡朋舉

(國網(wǎng)新疆電力有限公司超高壓分公司，新疆 烏魯木齊 830092)

隨著社會能源需求的增長，社會高速可持續(xù)發(fā)展的能源結(jié)構(gòu)不再僅僅依靠單一的化石能源，為了應(yīng)對這一問題，我國一直積極發(fā)展新能源，新型清潔能源是今后的發(fā)展趨勢，當今能源結(jié)構(gòu)多樣化越來越明顯。而人類生產(chǎn)生活所需求的載能體也呈現(xiàn)多樣化趨勢。為了促進能源網(wǎng)絡(luò)的發(fā)展，實現(xiàn)社會的可持續(xù)發(fā)展，能源互聯(lián)網(wǎng)成為目前研究能源形式的熱點[1]。

傳統(tǒng)的橋式直流變換器是將輸入側(cè)能量傳輸?shù)捷敵鰝?cè)，而且是單向的能量流動。只能將能量由一端向另外一端傳輸，而雙向DC-DC變換器可以在同一設(shè)備上實現(xiàn)能量的雙向傳輸。早在20世紀80年代初，為了減輕人造衛(wèi)星太陽能電源系統(tǒng)的體積和質(zhì)量，就有學(xué)者提出用雙向Buck/Boost 變換器與太陽能電池的組合代替蓄電池供電[2]。華中科技大學(xué)研究團隊針對電力電子變壓器對配電系統(tǒng)的控制性能及動態(tài)特性的影響進行了理論與仿真研究[3]。清華大學(xué)研究團隊針對柔性直流配電網(wǎng)的直流固態(tài)變壓器方案進行了研究，并對其基本結(jié)構(gòu)、控制策略及能量管理系統(tǒng)做了分析驗證[3]。趙爭鳴教授提出了直接基于能量平衡關(guān)系的電能路由器控制策略，并對其正確性進行了試驗驗證[4]。

目前研究熱點主要集中在改進的變換器拓撲結(jié)構(gòu)及移相控制方法，但是還存在許多不足[5]。前文重點研究方向在于，盡量減小系統(tǒng)的回流功率，降低開關(guān)管的單管電壓應(yīng)力、電流應(yīng)力等方向，鮮有分析系統(tǒng)啟動過程中出現(xiàn)大電流的現(xiàn)象。本文在單移相控制的基礎(chǔ)上針對啟動過程中出現(xiàn)的大電流進行分析[6-12]，提出改進方法，解決系統(tǒng)啟動過程中所出現(xiàn)的大電流現(xiàn)象。減少了啟動過程中出現(xiàn)的大電流，改善了系統(tǒng)的可靠性和安全性。同時使用數(shù)字處理器實現(xiàn)雙向DC-DC變換器的移相閉環(huán)控制。

1 DC-DC全橋電源系統(tǒng)控制器設(shè)計

1.1 DC-DC全橋電源的工作原理

圖1中，變壓器兩側(cè)全橋每個橋臂的上下管之間都是180°互補導(dǎo)通，斜對角2只開關(guān)管之間的脈沖信號相同。變壓器左側(cè)全橋逆變輸出的電壓均為固定占空比的雙極性方波，右側(cè)全橋折算到變壓器左側(cè)的電壓也為固定占空比的雙極性方波，兩側(cè)方波之間有相角差。單移相控制方式就是通過控制變壓器兩側(cè)繞組之間的移相角來實現(xiàn)功率的大小變化和方向的流動。

圖1 雙向全橋拓撲結(jié)構(gòu)

單移相下的能量正向流動中，DAB模塊是從左側(cè)流向右側(cè)，即UAB的相位超前UCD；同理，單移相下的能量負向流動中，能量從右側(cè)流向左側(cè)，即UAB的相位滯后UCD。為了便于分析，進一步簡化全橋DC-DC電路的變壓器，可以得到變壓器的等效電路，同時圖1所示的全橋DC-DC電路可以簡化為圖2所示的DAB能量流動電路模型[13-15]。由圖2可知，全橋DC-DC電路的能量雙向傳遞與儲存主要是靠這個功率電感以及變壓器內(nèi)部的漏感。通過圖2可以對單移相控制下DAB電路的正向能量流動的工作模式進行具體分析。

圖2 DAB的等效電路模型

在單移相控制下，一個開關(guān)周期內(nèi)DC-DC變換器的穩(wěn)態(tài)電感電流可以分為4個階段[16-17]，若令t0=0，則t1-t6時刻可以分別表示為t2=DT，t3=T，t5=(1+D)T，t6=2T，D為移相占空比，0≤D≤1。根據(jù)伏秒平衡原理，即電感電流的對稱性，即iL(t0)= -iL(t3)。

(1)

(2)

式中：V1和V2分別為變換器輸入側(cè)和輸出側(cè)的電壓；n為變壓器變比；L為等效電感，是串聯(lián)電感和變壓器漏感之和。則有：

(3)

(4)

設(shè)交換器的電壓調(diào)節(jié)比k=V1/V2，開關(guān)頻率fs=1/(2T)，則有：

(5)

(6)

相應(yīng)可得到單移相控制方式下傳輸功率為

(7)

則有DC-DC變換器的輸出平均電流為

(8)

流經(jīng)變換器等效電感L的電流峰值為

(9)

通過式(9)可知，傳輸功率的范圍會隨移相占空比改變而發(fā)生改變。為了便于分析，將傳輸功率標幺化，定基準值為

(10)

則此時傳輸功率的標幺值為

(11)

1.2 DC-DC全橋電源的軟啟動

當從低壓側(cè)啟動時，電容C2的電壓為0，漏感電流會出現(xiàn)較大的沖擊。電路在半個周期內(nèi)占空比由0逐漸增加到0.5，因此其半周期的伏秒值為

(12)

式中：n為變壓器的匝比，n=n2/n1；D為移相比；T為半個開關(guān)周期。

由此可見，從0開始緩慢增加占空比D，電壓半周期伏秒值從0增加，從而有效減小漏感沖擊電流。該啟動方式的波形如圖3所示，即改變加在各個開關(guān)管上的驅(qū)動脈沖寬度，在系統(tǒng)未達到穩(wěn)定前，動態(tài)調(diào)節(jié)驅(qū)動脈沖寬度，限制電感電流的上升時間，使電感電流工作在DCM模式，從而將電流限制在一定范圍內(nèi)，有效降低單個開關(guān)管的電流應(yīng)力。

圖3 窄脈寬啟動過程

1.3 死區(qū)影響分析及補償措施

在變換器工作時，為了避免同一橋臂的上下開關(guān)管同時導(dǎo)通造成短路，致使電路無法正常工作，一般要設(shè)置一個死區(qū)時間，這對電路工作的可靠性十分重要，但是死區(qū)會造成波形變化和傳遞功率大小變化。以功率正向傳輸為例，設(shè)置一個死區(qū)時間tdb。當i(t0)<0且i(t2)<0時，兩側(cè)工作模態(tài)如圖4所示。D為DAB模塊的低壓側(cè)原邊全橋與高壓側(cè)副邊全橋開關(guān)管之間的驅(qū)動信號的移相比，由圖4可知，t0-t2時刻，DAB模塊的電流在t0時刻之前，it0<0,t0時刻后，變壓器原邊電流經(jīng)S1、S4上的體二極管，此時電路原邊側(cè)輸出的電壓UAB與原邊側(cè)的輸入電壓相同，即UAB的高電平比S1、S4的驅(qū)動脈沖提前死區(qū)時間tdb。it2<0，高壓側(cè)副邊電路的開關(guān)管S6、S7的二極管需要進行續(xù)流，同時開關(guān)管S5和S8不導(dǎo)通。因此，死區(qū)影響下的實際移相比為Dt=D+tdb/T。因此，當移相比D=0 時，由于死區(qū)時間的存在，Dt=tdb/T，系統(tǒng)仍會輸出功率。當i(t0)<0且i(t2)>0時，即前文分析的正常穩(wěn)定工作時的情況，此時死區(qū)時間對實際的移相占空比沒有影響，Dt=D。

圖4 死區(qū)時間對于移相比的影響(i(t0)<0, i(t2)<0)

當i(t0)>0且i(t2)>0時，兩側(cè)工作模態(tài)如圖5所示。實際的移相占空比為Dt=D-tdb/T。由于i(t0)>0，故在S1、S4沒有給驅(qū)動信號時，原邊電流通過開關(guān)管S2、S3并聯(lián)的二級管續(xù)流，UAB的高電平與S1、S4的驅(qū)動脈沖相比，減少了死區(qū)時間tdb，而由于i(t2)>0，故在S5、S8沒有給驅(qū)動信號時，副邊的電流通過開關(guān)管S6、S7的體二極管進行續(xù)流，UCD的高電平與S5、S8的驅(qū)動脈沖同步，因此，死區(qū)影響下的實際移相比Dt=D-tdb/T，實際移相比小于理論值。

圖5 死區(qū)時間對于移相比的影響(i(t0)>0, i(t2)>0)

系統(tǒng)仿真的輸出功率是完全理想情況下，然而實際開關(guān)管的死區(qū)影響輸出功率，而且隨著電流變化而改變，當死區(qū)時間tdb越來越大時，死區(qū)影響將增加。因此需要采取補償措施。DAB模塊工作在i(t0)<0且i(t2)<0時，加上死區(qū)的實際移相比為Dt=D+tdb/T，此時應(yīng)使S5、S7的驅(qū)動信號相對于S1、S3的驅(qū)動信號滯后，時間比理論減小tdb即可。DAB模塊工作在i(t0)<0且i(t2)>0時，實際移相比為Dt=D，此時開關(guān)管不用死區(qū)補償，而且開關(guān)管容易實現(xiàn)軟開關(guān)狀態(tài)。DAB模塊工作在i(t0)>0且i(t2)>0時，實際的移相比為Dt=D-tdb/T，此時應(yīng)使S5、S7的驅(qū)動信號相對于S1、S3的驅(qū)動信號滯后時間比理論增加tdb即可。

1.4 電壓閉環(huán)控制

雙向DC-DC全橋電路的開關(guān)頻率大，普通設(shè)備難以在極小時間內(nèi)同時采樣得出電壓、電流的波形，采樣難度大。因此本文的控制方式采用電壓單閉環(huán)的控制方式，將采樣電壓作為閉環(huán)的被控對象，利用改變占空比來影響電壓的大小，從而影響電流大小，進行控制整個電路的穩(wěn)定。

由前文有輸出與輸入控制量之間傳遞函數(shù)為

(13)

試驗中參數(shù)取值為U1=48、n=8、fs=25 kHz、C2=470 μF、Ro=250 Ω、D=0.2、L=8 μH。則加入調(diào)節(jié)器前，系統(tǒng)開環(huán)傳遞函數(shù)為

(14)

圖6的Bode圖是根據(jù)式(14)中傳遞函數(shù)得出，在系統(tǒng)加入調(diào)節(jié)器前，該系統(tǒng)是穩(wěn)定系統(tǒng)，但可以明顯看出在低頻段時，系統(tǒng)的増益過小，從而導(dǎo)致系統(tǒng)穩(wěn)態(tài)精度不佳，存在穩(wěn)態(tài)誤差。而系統(tǒng)的動態(tài)響應(yīng)因截止頻率過低而過慢。對于改善系統(tǒng)的性能有多種方法，本論文通過加入快速PI調(diào)節(jié)器，利用Bode圖進行系統(tǒng)優(yōu)化。為消除低頻情況下的缺點，PI調(diào)節(jié)器零點接近系統(tǒng)的低頻極點，能夠解決低頻極點對系統(tǒng)的影響。

加入快速PI調(diào)節(jié)器后的系統(tǒng)Bode圖如圖7所示，PI調(diào)節(jié)器含有積分項，一定程度上提高了系統(tǒng)穩(wěn)態(tài)精度，系統(tǒng)動態(tài)響應(yīng)快。經(jīng)過實際仿真驗證，得出Kp=0.01，Ki=90。

1.5 系統(tǒng)控制結(jié)構(gòu)

經(jīng)過對DAB模塊的工作原理進行分析，在單移相控制的基礎(chǔ)上進行了詳細分析，并且搭建了1臺1 kW的雙向DC-DC變換器樣機，為了驗證隔離性雙向DC-DC電路在此控制方式下的正確性，具體的技術(shù)要求和系統(tǒng)參數(shù)如下：DAB模塊的額定輸出功率Pn=1 kW；直流母線電壓(低壓側(cè))VL=48 V，變化范圍48±10%；直流母線電壓(高壓側(cè))VH=400 V，變化范圍400±10%；開關(guān)頻率fs=25 kHz；低壓側(cè)母線電容C1=4700 μF/100 V；高壓側(cè)母線電容C2=470 μF/450 V。

控制系統(tǒng)的整體控制框如圖8所示，包括主功率電路、控制電路、調(diào)理電路、驅(qū)動電路等。

圖6 系統(tǒng)開環(huán)Bode圖

圖7 系統(tǒng)補償后Bode圖

圖8 系統(tǒng)控制結(jié)構(gòu)框圖

2 仿真及試驗結(jié)果分析

2.1 PLECS仿真及結(jié)果分析

本系統(tǒng)以25 kHz DC-DC電源為背景進行仿真研究。采用上述方案構(gòu)建DC-DC電源的閉環(huán)控制系統(tǒng)，在PLECS仿真環(huán)境下進行仿真分析。系統(tǒng)的仿真參數(shù)如下：輸出電壓380 V，直流母線電壓VDC=48 V，電感L=10 μH，電容C=440 μF，三角載波頻率fs=25 kHz。外環(huán)調(diào)節(jié)器的PI參數(shù)：kp1=1.75，ki1=20。

對所設(shè)計的DC-DC電源分別做啟動(負載電阻R=250 Ω)和穩(wěn)態(tài)過程負載(負載電阻R=250 Ω)仿真。

圖9與圖10對比了系統(tǒng)在啟動和穩(wěn)定狀態(tài)下兩側(cè)全橋輸出側(cè)電壓波形，啟動過程中，兩側(cè)電壓基本同向，從而限制啟動過程中的沖擊電流。在系統(tǒng)穩(wěn)定后，系統(tǒng)以一個固定的移向角運行。

圖9 啟動過程波形

圖10 穩(wěn)態(tài)輸出波形

圖11與圖12對比了系統(tǒng)在啟動和穩(wěn)定狀態(tài)下變壓器兩側(cè)電壓和電流波形，啟動過程中，副邊電壓為逐漸增加的方波，流過變壓器的電流也由三角波逐漸變?yōu)樘菪尾?，系統(tǒng)最后逐步穩(wěn)定下來，在負載不變的前提下，以固定移相角運行。

圖13、圖14與圖15分別為軟啟動電壓電流波形、軟啟動功率電感電壓波形與軟啟動狀態(tài)下負載突變時電壓波形。由圖13可知，軟啟動狀態(tài)下電壓電流緩慢增加，有利于減少電壓電流突變導(dǎo)致的電流過大或者短時電壓過大對開關(guān)管的沖擊，一定程度上減少了紋波電流對開關(guān)電源的沖擊影響。

由圖14可知，電感電壓緩慢增大，減少了電壓突變對電路穩(wěn)定性造成的影響，一定程度上減少了電壓對開關(guān)管及供電電源沖擊，使其壽命增加。

圖15為負載突變時電壓波形，由圖15可知，在軟啟動作用下，系統(tǒng)的超調(diào)僅有0.92%。調(diào)節(jié)時間較短，而且最大峰值電壓只超出額定電壓2.8 V，對開關(guān)管的沖擊基本可以忽略不計，驗證了該啟動方式具有良好的快速性能。

圖11 啟動過程時電流波形

圖12 穩(wěn)態(tài)時電流波形

圖13 軟啟動電壓波形

圖14 軟啟動功率電感電壓波形

圖15 軟啟動狀態(tài)下負載突變時電壓波形

2.2 試驗結(jié)果分析

本系統(tǒng)以DSP為核心，使用TI官方提供的編程軟件Code Composer Studio 6.0進行軟件算法的編程，實現(xiàn)對全橋DC-DC的閉環(huán)控制。利用上述控制方法搭建試驗平臺，試驗參數(shù)如表1所示，圖16為試驗平臺。

表1 試驗主電路參數(shù)

試驗波形如圖17所示。圖17為開關(guān)管實現(xiàn)ZVS軟開關(guān)；圖18為直接啟動與軟啟動波形。圖17為開關(guān)管ZVS(zero voltage switch)導(dǎo)通波形，藍色為驅(qū)動信號波形，綠色為相應(yīng)IGBT上CE之間電壓波形，由圖17可知，IGBT在未給驅(qū)動信號前，兩側(cè)電壓已經(jīng)為零，因而，該開關(guān)管可以實現(xiàn)零電壓導(dǎo)通，開通損耗幾乎為零。功率回路中的8個開關(guān)管均可實現(xiàn)零電壓導(dǎo)通。

圖18為系統(tǒng)正常啟動時系統(tǒng)輸出電壓波形，系統(tǒng)輸出電壓逐漸穩(wěn)定到400 V。

圖16 試驗平臺

圖17 開關(guān)管實現(xiàn)ZVS軟開關(guān)

圖18 直接啟動電壓波形

圖19為系統(tǒng)軟啟動波形，在啟動的前半段，由于采用了軟啟動策略，限制了電路中的電流，也就限制了高壓側(cè)電容的充電電流。

由圖19可知，軟啟動過程中，前半部分由于充電電流被限制，電壓緩慢上升，待達到設(shè)定電壓后，系統(tǒng)進入閉環(huán)控制狀態(tài)，將PWM波的占空比固定在0.5，動態(tài)調(diào)節(jié)移相角度。穩(wěn)定輸出電壓波形。使電壓逐漸穩(wěn)定到400 V。系統(tǒng)穩(wěn)定時間稍長，但相比較于直接啟動，限制了系統(tǒng)的沖擊電流，減小了系統(tǒng)中的電流應(yīng)力。保證了系統(tǒng)運行的安全性。

圖19 軟啟動電壓波形

3 結(jié)語

本文以單相全橋DC-DC電源作為研究對象，對雙向全橋直流變換器進行建模，得出系統(tǒng)的傳遞函數(shù)，對開環(huán)系統(tǒng)進行補償，有效改善了系統(tǒng)的穩(wěn)定性。針對系統(tǒng)啟動過程中出現(xiàn)的短暫沖擊電流，分析了沖擊電流的成因，提出了動態(tài)改脈寬的軟啟動控制方式，較串電阻、加輔助回路等方式具有成本低，控制簡單等優(yōu)點。系統(tǒng)進入穩(wěn)態(tài)運行后，采用閉環(huán)控制策略維持電壓穩(wěn)定。最后對實際工程中出現(xiàn)的死區(qū)對系統(tǒng)輸出的影響進行了具體分析，并針對具體情況，提出了相應(yīng)的補償措施。此外，系統(tǒng)仿真和試驗結(jié)果表明，本文采用的控制方法有效可行，提高了電源的輸出精度及響應(yīng)速度。