基于CPS-SPWM策略控制的級聯(lián)H橋逆變器研究

孫大偉,劉振興

(1.寧夏電力能源科技有限公司，寧夏 銀川 750011；2.華中科技大學(xué)，湖北 武漢 430074)

傳統(tǒng)兩電平逆變器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)在低壓小功率電動機(jī)領(lǐng)域應(yīng)用廣泛，但隨著大功率高壓電力電子裝置的快速發(fā)展，在中高壓大容量電動機(jī)領(lǐng)域場合應(yīng)用中，系統(tǒng)為輸出更高質(zhì)量的波形需要提高器件的開關(guān)頻率或增大濾波電感，同時將會增大開關(guān)損耗，降低輸電效率，提高裝置成本等[1]。為此，有學(xué)者提出一種多電平功率變換技術(shù)，旨在解決功率開關(guān)耐壓不足與高壓大功率驅(qū)動之間的矛盾，并且可以有效降低輸出電壓的諧波含量，提高輸出電能質(zhì)量，降低能源浪費(fèi)。

多電平逆變器經(jīng)過各國學(xué)者的研究和改進(jìn)，相繼出現(xiàn)中性點(diǎn)鉗位(NPC)[2]、飛跨電容(FC)[3]、級聯(lián)H橋(CHB)型[4]等拓?fù)鋄5]。其中，CHB型逆變器由于結(jié)構(gòu)簡單，易于模塊化實(shí)現(xiàn)、可冗余運(yùn)行、輸出波形質(zhì)量高等優(yōu)點(diǎn)[6]，成為多電平逆變器的研究熱點(diǎn)，被廣泛運(yùn)用于光伏并網(wǎng)發(fā)電[7]、有源濾波器(APF)[8]、靜止同步補(bǔ)償器(STATCOM)[9]、電力電子變壓器[10]、配電網(wǎng)接地故障消弧裝置等不同場合中[11]。

脈寬調(diào)制技術(shù)(PWM)控制策略是多電平逆變器研究中的關(guān)鍵技術(shù)，該技術(shù)不僅可以體現(xiàn)出多電平逆變器的實(shí)現(xiàn)程度，而且直接影響輸出波形的質(zhì)量，系統(tǒng)損耗及輸電效率[12]。在實(shí)現(xiàn)多電平逆變器功能時，不僅要搭建合適的電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，還需要響應(yīng)的PWM控制策略作為保證，從而確保系統(tǒng)高效率高質(zhì)量運(yùn)行。隨著CHB應(yīng)用范圍越來越廣，對輸出波形質(zhì)量的要求越來越高，CPS-SPWM控制策略應(yīng)運(yùn)而生。

CPS-SPWM技術(shù)可以通過抵消低次諧波而非簡單地將諧波推到高階，以較低的開關(guān)頻率器件等效實(shí)現(xiàn)更高的開關(guān)頻率，具有良好的諧波性能。CPS-SPWM可以有效降低輸出諧波，提高信號傳輸帶寬，此外，還具有線性度高、控制功能突出等優(yōu)點(diǎn)。由于SPWM具有多種調(diào)制方式，如單極性SPWM、雙極性SPWM和單極性倍頻SPWM，因此在此基礎(chǔ)上產(chǎn)生多種CPS-SPWM方法。本文重點(diǎn)介紹基于單極性倍頻SPWM的CPS-SPWM方法和基于雙極性SPWM的CPS-SPWM方法。通過比較這兩種方法，分析輸出波形質(zhì)量的影響因素。

1 CHB拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)與工作原理

CHB逆變器的基本單元是一個單相全橋逆變電路，其拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖 1所示。T1-T4為可控的電力電子開關(guān)器件(如IGBT、MOSFET等)[13]。

圖1 單相全橋逆變電路

正常工作情況下，單相全橋逆變電路H橋單元中橋臂上下2個開關(guān)管互補(bǔ)導(dǎo)通，即T1與T2，T3與T4的驅(qū)動信號互補(bǔ)。假設(shè)直流電源輸入恒定為Vdc，根據(jù)H橋中半導(dǎo)體功率器件開關(guān)狀態(tài)不同，可以輸出“Vdc”，“0”，“-Vdc”3種不同的電平。輸出電平與半導(dǎo)體功率器件開關(guān)狀態(tài)之間的關(guān)系為

Vo=(T1-T3)E

(1)

式中：Vo為H橋單元的輸出電壓；T1為表示對應(yīng)開關(guān)器件關(guān)斷，為1時表示導(dǎo)通，T3與T1類似。當(dāng)T1、T3取值同時為0或1時，H橋單元輸出0電平，因此具備冗余性，為系統(tǒng)的設(shè)計及控制提供靈活性。

通過改變開關(guān)器件的狀態(tài)，從而控制交流側(cè)輸出電壓。當(dāng)各個電力電子開關(guān)導(dǎo)通組合不同時，輸出電壓Vo見表 1。

表1 開關(guān)組合及輸出電壓

級聯(lián)型多電平逆變器則是通過多個單相全橋逆變器單元串聯(lián)組成的單相或三相逆變器，如圖2所示。每個逆變單元都可以輸出階梯波或方波，通過波形的合成疊加，形成更多電平的階梯波，從而逼近正弦輸出電壓[14]。

圖2 單相級聯(lián)H橋拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

2 理論分析

SPWM的基本思想是利用三角載波和正弦調(diào)制波的交點(diǎn)作為逆變器的開關(guān)控制信號。開關(guān)角控制由載波頻率和調(diào)制度決定，而輸出基波幅值與調(diào)制度呈線性關(guān)系。載波頻率的變化只改變基波頻率的分布中心，對各次諧波的幅值影響不大。

a.雙極性SPWM

雙極性SPWM的自然采樣調(diào)制波如圖3所示，雙極性體現(xiàn)在輸出電壓在正負(fù)半周期內(nèi)均有正脈沖和負(fù)脈沖。

圖3 雙極性SPWM的調(diào)制

b.單極性倍頻SPWM

輸出電壓的正半周期只有正脈沖，負(fù)半周期只有負(fù)脈沖，因此成為單極性倍頻SPWM。單極性倍頻SPWM可以使用相同的開關(guān)頻率得到2倍的脈沖數(shù)，從而降低開關(guān)損耗，提高輸出波形質(zhì)量。調(diào)制方法如圖4所示。

圖4 單極性倍頻SPWM調(diào)制

c.CPS-SPWM調(diào)制策略

載波移相正弦脈寬調(diào)制技術(shù)適用于大功率電力電子裝置，是目前級聯(lián)H橋逆變器較為成熟、運(yùn)用較為廣泛的調(diào)制策略。

以單相為例，CPS-SPWM的基本原理如下：在基本功率單元數(shù)量為N的級聯(lián)H橋逆變器中，每個逆變器功率單元取共同的調(diào)制信號us(ωst)，其頻率為ωs。每個逆變器功率單元對應(yīng)的載波頻率為kcωs，通過將每個三角載波的相位錯開一定角度，級聯(lián)H橋逆變器的輸出電壓將是多電平的。

雙極性CPS-SPWM的原理是在上述基礎(chǔ)上，將每個三角載波的相位錯開1/N個三角載波周期，因此第L個逆變單元的相位為φL=φc+2πL/N。而單極倍頻CPS-SPWM的原理是將三角載波的相位錯開1/2N個三角載波周期，則第L個逆變單元的相位為φL=φc+πL/N。分別采用上述策略的逆變器輸出電壓分別為N+1個階梯電平和2N+1個階梯電平。

3 仿真分析

a.雙極性CPS-SPWM

仿真參數(shù)如下：設(shè)H橋個數(shù)N=4，調(diào)頻比kc=10，調(diào)幅比M=0.8。搭建Matlab/Simulink仿真模型后得到以下試驗(yàn)結(jié)果。

單相的調(diào)制波形如圖 5所示，三相輸出波形如圖6所示。對輸出波形進(jìn)行快速傅里葉分析，如圖7所示，分析可知諧波主要分布在40次諧波附近。

圖5 雙極性SPWM調(diào)制波形

圖6 雙極性SPWM輸出波形(kc=10)

圖7 雙極性SPWM輸出FFT分析(kc=10)

改變調(diào)頻比kc=20，其輸出波形與快速傅里葉分析如圖8、圖9所示，分析可知諧波主要分布在80次諧波附近。

圖8 雙極性SPWM輸出波形(kc=20)

圖9 雙極性SPWM輸出FFT分析(kc=20)

b.單極性倍頻CPS-SPWM

仿真參數(shù)如下：設(shè)H橋個數(shù)N=4，調(diào)頻比kc=10，調(diào)幅比M=0.8。搭建Matlab/Simulink仿真模型后得到以下結(jié)果：調(diào)制波形如圖10所示，輸出波形如圖11所示。對輸出波形進(jìn)行快速傅里葉分析，如圖12所示，分析可知諧波主要分布在80次諧波附近。

圖10 單極性倍頻SPWM調(diào)制波形

圖11 單極性倍頻SPWM輸出波形(kc=10)

圖12 單極性倍頻SPWM FFT分析(kc=10)

改變調(diào)頻比kc=20，其輸出波形與快速傅里葉分析如圖13、圖14所示，分析可知諧波主要分布在160次諧波附近。

圖13 單極性倍頻SPWM輸出波形(kc=20)

圖14 單極性倍頻SPWM FFT分析(kc=20)

c.綜合分析

表2和表3分別列出4個H橋及等效開關(guān)頻率為1000 Hz或4000 Hz條件下的仿真結(jié)果。比較雙極性CPS-SPWM與單極性倍頻CPS-SPWM結(jié)果，可知單極性倍頻CPS-SPWM具有更高質(zhì)量的輸出電壓，更少的諧波含量。

表2 等效開關(guān)頻率為1000 Hz下比較

表3 等效開關(guān)頻率為4000 Hz下比較

4 影響波形質(zhì)量的因素

a.H橋數(shù)量

通過保持開關(guān)頻率f=500 Hz、調(diào)制度M=0.8、直流電壓為Udc，而只改變H橋的數(shù)量，對單相級聯(lián)H橋分別采取上述2種調(diào)制策略，可以得到表4。

表4 不同H橋數(shù)量下2種策略的比較

由表4可知，雙極性CPS-SPWM輸出電平數(shù)量l=N+1，而單極性倍頻CPS-SPWM輸出電平數(shù)量l=2N+1；同時在相同的直流電壓Udc下，H橋的數(shù)量越多，可以獲得的輸出電平越多，輸出波形與正弦波就更為接近，諧波含量更少。然而實(shí)際H橋的數(shù)量不能無限增加，還需要考慮器件成本、輸出諧波、輸出電壓電平等因素。

b.調(diào)制度M

在PWM控制策略中，調(diào)制度的變化將影響輸出電壓階梯電平，從而影響輸出諧波含量。

保持開關(guān)頻率f=500 Hz、直流電壓Udc=100 V、H橋數(shù)量N=4，對單相級聯(lián)H橋逆變器分別采用雙極性與單極倍頻CPS-SPWM調(diào)制策略，通過改變調(diào)制度M的大小，得到表5。

表5 不同調(diào)制度下2種策略的比較

由表5可知，調(diào)制度對于輸出電壓諧波含量也具有較大的影響作用，不過通過改變調(diào)幅比來提高輸出波形質(zhì)量的空間有限，因此控制合適的調(diào)制度可以有效降低總諧波失真度。

c.調(diào)頻比

調(diào)頻比主要影響的是輸出電壓的脈沖數(shù)，可以決定輸出電壓的諧波帶分布情況。與調(diào)制比M一樣，通過改變調(diào)頻比來提高輸出波形質(zhì)量的空間有限。根據(jù)仿真波形圖7、圖9及圖12、圖14的對比可知，輸出電壓的波形可通過調(diào)整H橋的調(diào)頻比來改善。因此，選擇適當(dāng)?shù)姆群皖l率調(diào)制比組合是提高輸出波形質(zhì)量的有效途徑。

5 結(jié)語

仿真結(jié)果表明，單極性倍頻CPS-SPWM策略比雙極性CPS-SPWM策略更適合工業(yè)應(yīng)用，并且最終輸出波形質(zhì)量受H橋數(shù)量、調(diào)制度、調(diào)頻比等影響，但H橋數(shù)量的增加將提高硬件成本；調(diào)制度的增加也將提高兩種策略的輸出電壓質(zhì)量，但調(diào)制度還需要考慮工程對電壓的需求；提高調(diào)頻比也能提高輸出電壓質(zhì)量，但調(diào)制空間有限，而且更高的調(diào)頻比對載波發(fā)生模塊有著更高的性能要求。因此需要變換器設(shè)計時對級聯(lián)H橋逆變器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和參數(shù)進(jìn)行正確選擇。

CPS-SPWM調(diào)制策略對輸出電壓質(zhì)量有著顯著的提高，且基于CPS-SPWM調(diào)制策略的級聯(lián)H橋逆變器不僅具有級聯(lián)多電平拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的優(yōu)點(diǎn)，如結(jié)構(gòu)簡單、便于模塊化設(shè)計、級聯(lián)單元之間相互獨(dú)立等，同時還具有CPS-SPWM的優(yōu)點(diǎn)，在低開關(guān)頻率下等效實(shí)現(xiàn)高開關(guān)頻率的效果。所以基于CPS-SPWM的級聯(lián)H橋逆變器可以大大提高逆變器的應(yīng)用性能。