李素璇,朱介北,俞露杰,段方維
(1.天津大學(xué)電氣自動化與信息工程學(xué)院,天津 300072;2.國網(wǎng)遼寧省電力有限公司電力科學(xué)研究院,沈陽 110006)
根據(jù)換流器的不同,高壓直流輸電HVDC(high voltage direct current)分為電網(wǎng)換相高壓直流LCC-HVDC(line commutated converter based high voltage direct current)輸電與電壓源型高壓直流VSCHVDC(voltage source converter based high voltage direct current)輸電。LCC-HVDC由于其遠距離傳輸造價低、傳輸功率大、可分期建設(shè)等優(yōu)勢,在世界范圍內(nèi)得到了廣泛關(guān)注與快速發(fā)展。但是,由于LCC-HVDC所用電力電子器件為半控型器件晶閘管,無法進行自關(guān)斷,因此對所連接電網(wǎng)的強度具有較高要求,存在換相失敗的風(fēng)險[1]。隨著全控型電力電子器件的發(fā)展,VSC-HVDC逐漸成為電力傳輸?shù)闹匾夹g(shù)之一,具有功率控制靈活、為無源網(wǎng)絡(luò)供電等優(yōu)勢[2],但其發(fā)展卻受限于VSC的成本和容量。
整流側(cè)為LCC、逆變側(cè)為VSC的混合直流系統(tǒng)兼具LCC-HVDC和VSC-HVDC各自的優(yōu)勢,具有成本低、運行損耗小、無換向失敗風(fēng)險等優(yōu)點,成為研究熱點。2020年7月31日,國家“西電東送”重點工程烏東德多端直流輸電工程實現(xiàn)階段性投產(chǎn)[3],這是世界上首個采用送端為LCC換流器、受端為VSC換流器的特高壓多端混合直流工程,對提高受端電壓的穩(wěn)定性及改善常規(guī)直流的運行環(huán)境具有重要意義[4]。
混合HVDC發(fā)展仍處于理論研究和積累設(shè)計經(jīng)驗的階段,國內(nèi)外學(xué)者的研究熱點主要集中于新型拓撲、控制策略及穩(wěn)態(tài)、故障時的運行特性等方面,從理論上證明了這種新型的HVDC拓撲的優(yōu)勢和可行性。文獻[5]提出了一種將常規(guī)直流受端改為柔性直流換流站的混合HVDC系統(tǒng)構(gòu)建方法,并對主電路參數(shù)進行合理設(shè)計,通過仿真驗證了其方案的可行性。文獻[6]針對LCC-VSC型混合HVDC的運行特性進行研究,提出了基于Simplex算法的控制器參數(shù)及系統(tǒng)參數(shù)的優(yōu)化方法。文獻[7]提出了適用于三端混合HVDC系統(tǒng)的控制策略,并在系統(tǒng)啟動、穩(wěn)態(tài)運行及故障恢復(fù)情況下分別進行了時域仿真,驗證了混合HVDC的運行優(yōu)勢。
對于混合HVDC系統(tǒng)穩(wěn)定性的研究,文獻[8]建立了三端混合直流輸電的小信號模型,分析了換流站間的耦合關(guān)系,并提出一種電壓反饋控制用以提高受端電壓的穩(wěn)定性,但整流側(cè)LCC的交流濾波器作為提供無功功率、濾波的重要組成部分,在建模時被忽略,這可能使小信號模型的動態(tài)響應(yīng)與實際系統(tǒng)有所偏差。文獻[9]建立了逆變站采用模塊化多電平換流器的混合直流系統(tǒng)小信號模型,但同樣對整流側(cè)的建模不夠詳細,沒有考慮LCC側(cè)變壓器漏感的動態(tài)特性。文獻[10]基于文獻[9]中提出的模型,研究了控制器參數(shù)對系統(tǒng)穩(wěn)定性的影響,但沒有分析控制器與系統(tǒng)參數(shù)之間的交互作用。
現(xiàn)有文獻對于混合HVDC系統(tǒng)的小信號建模不夠完善,且控制參數(shù)和系統(tǒng)參數(shù)作為影響小信號穩(wěn)定的重要環(huán)節(jié),目前鮮有文獻針對其耦合關(guān)系做相應(yīng)的研究。因此,建立更為詳細的LCC-VSC型混合HVDC系統(tǒng)小信號建模,以及對其參數(shù)耦合關(guān)系進行分析,對提高穩(wěn)定性具有重要意義。
為此,本文建立了詳細的LCC-VSC型混合HVDC系統(tǒng)的小信號模型,并基于特征值分析和參與因子分析等理論,對混合HVDC系統(tǒng)的主電路參數(shù)、控制器參數(shù)間的耦合關(guān)系進行分析,通過分段拉格朗日擬合得到優(yōu)化參數(shù)。本文所得到的研究結(jié)果對混合HVDC系統(tǒng)的設(shè)計和參數(shù)選擇具有指導(dǎo)作用。
LCC-VSC型混合HVDC系統(tǒng)模型如圖1所示。本文采用模塊化建模方法,建立了詳細的小信號模型,包括LCC換流器及其控制系統(tǒng)、VSC換流器及其控制系統(tǒng)、鎖相環(huán)、直流網(wǎng)絡(luò)等。受篇幅限制,各模塊的動態(tài)方程詳見文獻[8],本文僅對文獻[8]中忽略的交流變壓器的動態(tài)特性進行分析。
圖1 混合HVDC拓撲及其控制器Fig.1 Hybrid HVDC topology and its controllers
由于LCC的交直流特性,其整流側(cè)的變壓器漏感的動態(tài)特性可以等效為直流側(cè)的額外附加電感[11]。因此,總電感LN可以表示為
式中:LN為直流系統(tǒng)的等效總電感;LDC為直流線路的等效電感;Ls為平波電抗器的電感;Lc為LCC側(cè)變壓器的漏感;μ為LCC的換相重疊角。
根據(jù)混合HVDC系統(tǒng)中各子模塊的動態(tài)方程進行小信號模型的搭建,按照圖2所示的拓撲方式連接各子模塊,得到混合HVDC系統(tǒng)的小信號模型。
圖2 混合HVDC系統(tǒng)小信號模型邏輯Fig.2 Logic of small signal model of hybrid HVDC system
為了驗證小信號模型的準(zhǔn)確性,在時域模型和小信號模型中同時設(shè)置參考值發(fā)生階躍,并對比其變量響應(yīng)?;旌螲VDC系統(tǒng)的電路和控制器參數(shù)如表1所示。其中,IDC、UDC2、Q分別為直流電流、逆變側(cè)直流電壓、逆變側(cè)無功功率的初始運行狀態(tài),IDC=0.5 p.u,UDC2=0.95 p.u,Q=0 p.u.。設(shè)置直流電流參考值在t=1 s時從0.50 p.u.階躍到0.60 p.u.,直流電壓參考值在t=9 s時從0.95 p.u.階躍到0.90 p.u.。
表1 混合HVDC系統(tǒng)的電路系統(tǒng)及控制器參數(shù)Tab.1 Circuit systems in hybrid HVDC system and their controller parameters
階躍時系統(tǒng)的動態(tài)特性如圖3所示。當(dāng)參考值發(fā)生階躍時,兩個模型(小信號模型與電磁暫態(tài)仿真時域模型)的動態(tài)響應(yīng)十分接近,可驗證小信號模型是準(zhǔn)確的。
圖3 階躍時系統(tǒng)的動態(tài)特性Fig.3 System dynamic response under step changes in reference values
現(xiàn)有文獻大多關(guān)注單一的參數(shù)優(yōu)化問題,而對參數(shù)間的相互影響,特別是系統(tǒng)主電路參數(shù)與控制器參數(shù)的耦合關(guān)系有所忽略。因此,為了闡明系統(tǒng)特性與控制器之間的關(guān)系,提出基于模態(tài)分析原理和數(shù)學(xué)擬合的參數(shù)耦合分析步驟如下。
步驟1利用模塊化建模方法,建立各子系統(tǒng)的線性化模型,并根據(jù)網(wǎng)絡(luò)拓撲連接和輸入輸出關(guān)系進行連接。
步驟2利用Matlab/Simulink中的linear analysis工具求解穩(wěn)定運行點處的狀態(tài)矩陣。
步驟3通過特征值分析計算特征值并確定主導(dǎo)模態(tài)。
步驟4通過參與因子分析辨別決定主導(dǎo)模態(tài)動態(tài)的狀態(tài)量,進而得到與此狀態(tài)量最相關(guān)的主電路電路部分與相應(yīng)控制器。
步驟5采用分段拉格朗日擬合法揭示系統(tǒng)主電路特性與控制參數(shù)的耦合關(guān)系,其中每段曲線的擬合方法可表示為
式中:L2(x)為擬合曲線;(x0,k0)、(x1,k1)、(x2,k2)分別為不同主電路參數(shù)下的優(yōu)化控制器參數(shù)。
通常情況下,阻尼比達到0.707時,系統(tǒng)的響應(yīng)時間和超調(diào)都處于優(yōu)化區(qū)間,因此稱其為“最佳阻尼比”[12],作為選取優(yōu)化參數(shù)的標(biāo)準(zhǔn)。
混合HVDC系統(tǒng)的所有特征值及其阻尼、頻率信息和各特征值的主導(dǎo)狀態(tài)變量如表2所示,其中λi為系統(tǒng)的特征根,i=1,2,…,15。
表2 混合HVDC系統(tǒng)的模式Tab.2 Modes of hybrid HVDC system
在選擇主導(dǎo)特征值時,一般遵循兩個特征進行篩選[12]:①虛部與實部坐標(biāo)絕對值比較大的特征值主要決定系統(tǒng)阻尼;②實部靠近虛軸的特征值主要決定系統(tǒng)響應(yīng)速度。因此,選擇λ3&λ4和λ9&λ10為混合HVDC系統(tǒng)的主導(dǎo)特征值且主要考慮其變化,認為其他模態(tài)對系統(tǒng)的影響較小。在λ3&λ4和λ9&λ10參與因子中,i2d&i2q、u1d&u1q、UDC2分別為整流端LCC側(cè)的交流電流、交流電壓和直流系統(tǒng)的電壓,分別占有主要的比重。因此,選擇LCC側(cè)交流電網(wǎng)強度與直流系統(tǒng)電容作為主電路研究對象,對應(yīng)控制器分別為LCC側(cè)直流電流控制器和VSC側(cè)直流電壓控制器。
LCC側(cè)交流電網(wǎng)強度短路比SCR(short circuit ratio)變化過程中系統(tǒng)的根軌跡如圖4所示。隨著SCR減小,總體上系統(tǒng)的響應(yīng)速度降低,但是阻尼有所提高。因此,當(dāng)系統(tǒng)受到較小的信號干擾時,SCR降低對系統(tǒng)的影響為響應(yīng)時間變長,但振蕩幅度降低。
圖4 LCC側(cè)SCR變化時的根軌跡分析Fig.4 Root locus analysis when SCR on LCC side changes
為了研究交流電網(wǎng)強度SCR變化時LCC直流電流控制器的參數(shù)優(yōu)化方法,在不同SCR情況下分別畫出系統(tǒng)的根軌跡變化。圖5展示了在SCR分別為2、5、10的情況下分別改變直流電流控制器的比例系數(shù)kp和積分系數(shù)ki時系統(tǒng)根軌跡的變化情況,其中電流主導(dǎo)的特征值λ7&λ8畫出根軌跡變化方向。可見,直流電流控制器的參數(shù)變化對特征值λ7&λ8有較大的影響,這與表2中直流電流作為主要參與因子影響特征值λ7&λ8變化的結(jié)論一致,因此也驗證了參與因子分析的正確性。
圖5(a)~(c)為kp從50到200變化過程中特征值變化情況。可見,λ7&λ8均是先以共軛特征值的形式向遠離虛軸的方向移動,系統(tǒng)穩(wěn)定性增強,隨后逐漸演化為實軸上阻尼為1的兩種模態(tài),其中一個向遠離虛軸方向移動,另一個向靠近虛軸方向移動,使整體上系統(tǒng)調(diào)節(jié)速度降低。在SCR分別為2、5、10的情況下,kp分別為60、110、120時λ7&λ8變化到實軸并逐漸變?yōu)榉枪曹椖B(tài)。上述規(guī)律說明當(dāng)SCR提高時,LCC直流電流控制器的kp優(yōu)化值要相應(yīng)提高以增強系統(tǒng)穩(wěn)定性。
圖5(d)~(f)為ki從1 000變化到3 000過程中特征值變化情況。在SCR為2的情況下,λ7&λ8在ki從1 000到2 800的變化過程中始終為共軛特征值,ki>2 800時變化為兩種不同的模態(tài),其中一個向遠離虛軸方向移動,另一個向靠近虛軸方向移動,整體上系統(tǒng)調(diào)節(jié)速度降低;在SCR分別為5和10的情況下,隨著ki增大,λ7&λ8的變化規(guī)律與SCR=2時相同,只是在ki從2 800減小到2 000、1 500的變化過程中,共軛特征值變化到向相反方向移動的特征值的節(jié)點。因此,當(dāng)混合HVDC系統(tǒng)整流側(cè)交流系統(tǒng)強度增強時,需要減小LCC直流電流控制器的積分系數(shù)以增強系統(tǒng)的穩(wěn)定性。
圖5 直流電流控制器參數(shù)變化時的根軌跡分析Fig.5 Root locus analysis under different parameters of DC current controller
為了更加清晰地分析SCR和LCC直流電流控制器參數(shù)的耦合關(guān)系,參照圖4在SCR從10到1的電流強度下分別做kp和ki的根軌跡分析,得到其優(yōu)化的參數(shù)值。LCC側(cè)SCR與直流電流控制器參數(shù)的耦合關(guān)系如圖6所示,其中黑色點表示對應(yīng)SCR下由根軌跡分析得到的參數(shù)優(yōu)化值,應(yīng)用第2節(jié)中提出的擬合方法得到了灰色的擬合曲線,更形象直觀地展示SCR變化過程中的直流控制器參數(shù)最優(yōu)值。選擇最優(yōu)參數(shù)遵循的原則是令主導(dǎo)模式的阻尼為0.707時所對應(yīng)的參數(shù),此時特征值的響應(yīng)可以兼顧其超調(diào)和頻率。從圖6可以看出,在整流側(cè)SCR下降過程中,特別是SCR下降到5以下時,kp的優(yōu)化值應(yīng)顯著降低,而ki的優(yōu)化值明顯提高,以應(yīng)對不同交流強度,增強系統(tǒng)的穩(wěn)定性。
圖6 LCC側(cè)SCR與直流電流控制器參數(shù)的耦合關(guān)系Fig.6 Coupling relationship between SCR on LCC side and DC current controller parameters
為了驗證前述穩(wěn)定性分析和優(yōu)化參數(shù)擬合曲線的準(zhǔn)確性,選取SCR=1和SCR=8兩種交流電網(wǎng)強度,對比優(yōu)化參數(shù)前后系統(tǒng)對電流參考值階躍后的響應(yīng)。圖7為兩種電網(wǎng)強度下直流電流參考值從0.2 p.u.階躍至0.3 p.u.時的直流電流響應(yīng)。圖7中設(shè)置3種場景參數(shù)分別對應(yīng)過阻尼、欠阻尼和優(yōu)化值??梢钥闯?,優(yōu)化后的電路在保持原有響應(yīng)速度的情況下,降低了超調(diào)量,驗證了優(yōu)化的可行性。
圖7 優(yōu)化的直流電流響應(yīng)Fig.7 Optimized DC current response
圖8展示了當(dāng)直流電容C從300 μF增大到3 000 μF時的根軌跡變化??梢姡?dāng)增大直流電容時會降低系統(tǒng)響應(yīng)速度,但是阻尼沒有明顯的變化,總體上對系統(tǒng)穩(wěn)定性是不利的。因此,直流電容雖然有穩(wěn)定直流電壓和濾除諧波的作用,但并不能持續(xù)增大,否則會影響系統(tǒng)的安全穩(wěn)定運行。
圖8 VSC側(cè)直流電容變化時的根軌跡分析Fig.8 Root locus analysis when DC capacitance on VSC side changes
為了分析不同直流電容下VSC直流電壓控制器的優(yōu)化參數(shù)值,以提高混合直流的穩(wěn)定性,在不同直流電容下分別畫出系統(tǒng)的根軌跡變化。圖9展示了在直流電容C分別為300 μF、500 μF、3 000 μF的情況下,分別改變直流電壓控制器的比例系數(shù)kpDC和積分系數(shù)kiDC時系統(tǒng)根軌跡的變化情況??梢?,直流電壓控制器的參數(shù)變化對特征值λ9&λ10有較大的影響,這與表2中直流電壓作為主要參與因子影響特征值λ9&λ10變化的結(jié)論一致。
直流電容對直流電壓控制器比例系數(shù)kpDC的影響如圖9(a)~(c)所示。在kpDC增大過程中,λ9&λ10先是以共軛特征值的形式向遠離虛軸的方向移動,系統(tǒng)響應(yīng)速度和阻尼都有所增加,隨后λ9&λ10演化為阻尼為1的兩個實軸特征值,其中一個特征值向遠離虛軸的方向移動,另一個特征值向靠近虛軸的方向移動,不利于系統(tǒng)的穩(wěn)定運行。當(dāng)直流電容C分別為300 μF、500 μF、3 000 μF時,由阻尼、頻率一致的共軛特征根變化為兩個不同模態(tài)的節(jié)點,所對應(yīng)的kpDC分別為6.5、7.5和16.5。因此,當(dāng)直流電容增大時,直流電壓控制器的參數(shù)kpDC應(yīng)該有所增大以增強系統(tǒng)的穩(wěn)定性。
此外,圖9(a)~(c)還對穩(wěn)定邊界進行了分析,可見,在不同直流電容下,系統(tǒng)失穩(wěn)時對應(yīng)的kpDC是不同的。直流電容C分別為 300 μF、500 μF、3 000 μF的情況下,系統(tǒng)分別在kpDC=0.2、0.5、0.7時失穩(wěn),說明隨著直流電容的增大,失穩(wěn)邊界值增大,系統(tǒng)更加無法承受較小的kpDC對于穩(wěn)定性的影響。不同直流電容情況下,改變直流電壓控制器積分系數(shù)kiDC對系統(tǒng)穩(wěn)定性的影響如圖9(d)~(f)所示??梢钥闯?,在直流電容逐漸增大的3種情況下,λ9&λ10均以共軛特征值的形式出現(xiàn)。當(dāng)C=300 μF時,隨著kpDC增大,系統(tǒng)頻率沒有太大的改變,但是阻尼明顯增大。當(dāng)C=500 μF時,kiDC增大對λ9&λ10的影響與C=300 μF時相似,只是整體更加靠近虛軸。需要注意的是,隨著kiDC增大,λ9&λ10阻尼增加,頻率先是無明顯變化,隨著kiDC進一步增大,λ9&λ10向遠離虛軸方向移動增加了系統(tǒng)響應(yīng)速度,但此時λ14&λ15阻尼已經(jīng)由共軛狀態(tài)演化為向相反方向移動的兩個特征值,其中向虛軸移動的特征值由于處于根軌跡中最靠近虛軸的位置而對系統(tǒng)的響應(yīng)速度有較大的影響,因此優(yōu)化的kiDC參數(shù)應(yīng)該同時考慮λ9&λ10、λ14&λ15的變化,而不能像小電容時增大較多。當(dāng)C增大到3 000 μF時,λ9&λ10變化為距離虛軸最近的共軛特征值。隨著kiDC的增大,系統(tǒng)阻尼先增大后逐漸持平,頻率先是無明顯變化然后由于共軛特征值向虛軸移動而減小。綜上,當(dāng)直流電容增大時,VSC直流電壓控制器的積分系數(shù)kiDC應(yīng)適度減小以獲得更穩(wěn)定的混合HVDC系統(tǒng)。
圖9 直流電壓控制器參數(shù)變化時的根軌跡分析Fig.9 Root locus analysis under different DC voltage controller parameters
上述穩(wěn)定性分析中,由kpDC引起系統(tǒng)失穩(wěn)的邊界變化問題,即當(dāng)直流電容變大時,kpDC的最低限值變大,調(diào)節(jié)范圍變小。針對此問題本文還做了時域仿真驗證,結(jié)果如圖10所示,其中實線表示直流電壓,虛線表示直流電壓參考值。
圖10 直流電壓響應(yīng)Fig.10 DC voltage response
在圖10(a)中,當(dāng)t=0~2.0 s時設(shè)置kpDC=3,當(dāng)t=1.0 s時設(shè)置直流電壓參考值從0.95 p.u.階躍到1.00 p.u.,可以看出系統(tǒng)可以響應(yīng)參考值的變化情況;t=2.0 s時設(shè)置kpDC=0.3,并降低階躍令電壓值恢復(fù)為0.95 p.u.,此時直流電壓無法響應(yīng)參考值的階躍,系統(tǒng)發(fā)散,振蕩周期為267.30 ms,與圖9(b)中kpDC=0.3時對應(yīng)的特征值的頻率(即1/262.89 ms)基本一致,驗證了上述根軌跡分析的準(zhǔn)確性;當(dāng)t=3.0 s時將kpDC參數(shù)調(diào)回至3,系統(tǒng)又很快恢復(fù)穩(wěn)定,可見選擇合適的控制器參數(shù)對于提高系統(tǒng)穩(wěn)定運行能力具有重要影響。在圖10(b)中,當(dāng)C=300 μF時設(shè)置同樣的參考值階躍(即kpDC從3.0到0.3,從1.00 p.u.到0.95 p.u.),系統(tǒng)此時并未發(fā)散,經(jīng)過大約7 s的減幅振蕩后直流電壓在0.95 p.u.附近做較小的等幅振蕩,與圖9(b)中的根軌跡分析一致。因此,上述分析表明直流電容的減小會擴大直流電壓控制器比例系數(shù)kpDC的調(diào)節(jié)范圍,直流電容越大,較小的kpDC參數(shù)越容易讓系統(tǒng)失穩(wěn)。
直流電容與直流電壓控制器參數(shù)的耦合關(guān)系如圖11所示。根據(jù)參數(shù)耦合分析步驟可以擬合出直流電容在300~3 000 μF范圍內(nèi)變化時對應(yīng)的直流電壓控制器參數(shù)優(yōu)化值曲線。圖11(a)展示了直流電容與直流電壓控制器比例系數(shù)kpDC的耦合關(guān)系,可以看出,隨著直流電容增大,優(yōu)化后的kpDC參數(shù)有明顯的增大,直至直流電容增加到大于2 400 μF,kpDC的優(yōu)化值逐漸趨于平穩(wěn)。圖11(b)展示了不同直流電容對直流電壓控制器積分系數(shù)kiDC的優(yōu)化值的影響,可以看出,直流電容增大時需要適當(dāng)減小kiDC以獲得更穩(wěn)定的系統(tǒng),直流電容C較小時(300~600 μF),隨著直流電容增大,kiDC優(yōu)化值減小比較明顯,隨著直流電容進一步增大,kiDC優(yōu)化值雖然也在減少但總體變化不大。
圖11 直流電容與直流電壓控制器參數(shù)的耦合關(guān)系Fig.11 Coupling relationship between DC capacitance and DC voltage controller parameters
為了驗證圖11中擬合曲線的正確性和實用性,選取2個未作根軌跡分析的電容值(C=350 μF、C=2 500 μF),并在圖11中找到對應(yīng)的優(yōu)化后的直流電壓控制器參數(shù)。圖12為C分別為350 μF和2 500 μF兩種情況下的直流電壓響應(yīng)曲線,其中實線表示優(yōu)化后參數(shù),虛線表示優(yōu)化前參數(shù)。在兩種電容值下分別設(shè)置直流電壓參考值從1.00 p.u.階躍至0.95 p.u.,可以看出,雖然優(yōu)化前后系統(tǒng)均能響應(yīng)參考值的變化,但是優(yōu)化后的直流電壓不僅超調(diào)量減少,并且更快地達到了設(shè)定值,驗證了圖11中參數(shù)擬合值的實用性,對特征值的阻尼、頻率都有明顯改善。
圖12 優(yōu)化的直流電壓響應(yīng)Fig.12 Optimized DC voltage response
本文基于混合HVDC系統(tǒng)的線性化模型,對系統(tǒng)參數(shù)和控制器參數(shù)的耦合關(guān)系進行研究。首先通過特征值分析和參與因子分析,對系統(tǒng)模態(tài)進行辨識,識別出主導(dǎo)模態(tài)和其對應(yīng)的主導(dǎo)狀態(tài)變量,從而確定對系統(tǒng)穩(wěn)定性影響較大的主電路參數(shù)和控制器參數(shù)。通過根軌跡分析找到不同電路下的優(yōu)化控制器參數(shù)變化規(guī)律,并基于分段拉格朗日擬合方法得到擬合曲線,更直觀方便地通過查閱擬合曲線方法得到電路參數(shù)變化時控制器參數(shù)的優(yōu)化值。通過參數(shù)耦合性分析,可以得到如下結(jié)論。
(1)與LCC側(cè)交流電壓、交流電流和直流電壓相關(guān)的電路參數(shù)、控制器參數(shù)對系統(tǒng)穩(wěn)定性影響較大,調(diào)節(jié)不當(dāng)時可能引發(fā)系統(tǒng)振蕩。
(2)整流LCC側(cè)的交流強度SCR減小時,系統(tǒng)頻率降低但阻尼有一定程度的增加,因此過大或過小的SCR對系統(tǒng)運行都是不利的。當(dāng)系統(tǒng)SCR減小時,應(yīng)當(dāng)根據(jù)擬合曲線適度增大LCC直流控制器的比例系數(shù),減小其積分系數(shù),以增強穩(wěn)定性。
(3)增大直流電容會降低系統(tǒng)的響應(yīng)速度,但對阻尼整體上影響不大。對于大直流電容情況下,VSC直流電壓控制器需要更大的比例系數(shù)和更小的積分系數(shù)以獲得更穩(wěn)定的混合HVDC系統(tǒng)。