零電壓軟開關的設計與分析

丁昕健

（金陵科技學院，江蘇 南京 211169）

1 典型零電壓軟開關設計

圖1 中S 為雙向主功率開關，S1 為單向輔助功率開關。Cr，Lr 分別為諧振電容和電感，Lf 和C。為濾波電路，R 為負載，D 為續(xù)流二極管，為了簡化分析認為元件都是理想的，考慮到濾波電感Lf 較大，認為通過它的電基本不變，其值等于負載電流Io[1]。

圖1 BUCK 零電壓PWM 軟開關電路圖

該電路在一個周期內可分為五個工作階段來分析，在To 之前，S，S1 均導通，D 關斷，通過S，Lr 的電流is 及iLr 均為Io，在To 時刻S 關斷，由于Cr 的吸收作用可使零電壓關斷，在S 關斷后，電源對Cr 恒流(Io)充電，D 兩端電壓線性下降，到T1 時，Cr 充電到Vi，D 兩端電壓為零而導通，在Tl-T2 階段電流源Io 通過D 續(xù)流，電感Lr 中電流通過S1 形成環(huán)流，電感中的能量不能釋放。在T2 時，S1 由導通到關斷，S1 關斷后，Lr，Cr 諧振，貯存在電感中的能量對Cr 放電，在T3 時，Cr 兩端電壓回零，由于Vcr 為零，S 內藏二極管導通，若此時開通S，顯然S 具有零電壓開通特性，在T3-T4階段中電源還對電感補充能量，電感電流線性增加，在T4時刻，電感電流達到Io，通過二極管D的電流為零，D 被關斷，在T4-T0 期間，S、Lr 中電流保持為Io，電感兩端電壓為零，若在此階段使S1 開通，顯然S1 具有零電壓開通特性。

1.1 典型零電壓軟開關仿真

已知：V1=48V～80V，V0=24V，P0=48～120W，fs=100 kHz，選Xmax=0.8。

求得：Iomin=2A,Iomax=5A,I 半載=3.5A，Mmax=0.5，Mmin=0.3,Z=25.4,wr=1884*103rad/s,Lr=13.5uh,Cr=21nF,3.792us

而I 半載=3.5A>2.97A 說明參數(shù)選擇正確。S、S1 選用IFR245，其參數(shù)VDS=250V，ID=13A，二極管選用MUR1515，耐壓150V，電為15A。本次試驗在Matlaba 的simulink 環(huán)境下進行。

在I0=3.5A 時，能滿足零電壓開通條件，在to=5A時，也能滿足零電壓開通條件，但此時諧振電容峰值電壓較大，約為3 倍輸入電壓，而在lo=2A 時，諧振電容電壓在T，時不能回零，造成主功率開關S 不能實現(xiàn)零電壓開通，其原因是負載較輕，電感Lr貯存能量少，不能使C*上電荷完全釋放，若此時接通S，C，上電壓通過S 導通電阻形成放電電流（如I.波形中尖峰電流）造成損耗，但由于此時lo 較少，損耗有限[2]。

1.2 典型零電壓軟開關的優(yōu)缺點

優(yōu)點：損耗相對較小，工作效率比較高，受到電磁的影響很小，諧振過程只發(fā)生在功率晶體管的開關轉換過程中而輸出功率的調節(jié)是通過改變功率晶體管的占空比實現(xiàn)的。

缺點：輔助開關不能實現(xiàn)零關斷，那么就會在關斷時產(chǎn)生較大的損耗。無法實現(xiàn)輔助開關的零電壓關斷，從而使得關斷損耗大大增加。

2 一種新型的零電壓軟開關變換器的設計與分析

對于感應加熱電源，以往的斬波調功基本會借助硬斬波器，以此提高電流諧波分量，增加功率開關的損耗，這會在一定程度上避免系統(tǒng)及開關頻率的增加?；诮┠甑陌l(fā)展，借助軟開關技術能夠全面降低功率開關器件的損耗，這也促使ZVT-PWM 技術獲得了普及運用，其中ZVT-PWM 為零電壓轉換一脈寬調制技術的簡稱。因為其變換器輔助電路與開關之間是并聯(lián)關系，對于1 個開關周期，在其開通及切斷的情況下，輔助電路才會出現(xiàn)諧振現(xiàn)象，別的時間電路工作則處于PWM 狀態(tài)，這顯著降低了開關的損耗[3]。但這種傳統(tǒng)的ZVT-PWM 變換器的輔助開關是硬關斷，導致產(chǎn)生較大的開關損耗。針對傳統(tǒng)ZVT-PWM變換器的不足，提出了一種新型軟開關Buck 變換器方案。該變換器下、輔開關均實現(xiàn)了軟開關，沒有額外的電壓和電流應力，并實現(xiàn)了一極管的軟換流，大大降低了開關損耗。

2.1 新型軟開關Buck 變換器的拓撲結構及工作原理

有關電路如圖2 所示，它是PWM Buck 變換器同輔助吸收電路的有機結合。輔助吸收電路包含多個過程部分，如諧振電感、輔助二極管、輔助開等，在圖2中分別為L、VD1，VD2，VD3、VT 等。

圖2 新型軟開關的原理圖

2.2 設計及仿真

為更好地開展分析工作，提出了下述幾個假設情況：

（1）假設輸入電壓Ui連續(xù)。

（2）假設輸出電壓U0連續(xù)，以及假設輸出電容C0相對較大。

（3）假設輸出電流I0連續(xù)，以及假設輸出電感L0相對較大。

（4）假設輸出電感L0極大地超出諧振電感Lr。

（5）假設諧振電路良好。

（6）假設半導體器件十分理想。

（7）假設不考慮全部一極管反向恢復的時長。

技術指標：其中包含輸入、輸出電壓、負載電流及開關頻率，有關指標依次是220V、80V、20A 以及20kHz。具體設計如下所示：

圖4 VT2 的電壓、電流波形

1.諧振電感Lr。如果Lr 太小，那么流經(jīng)Lr 的電流將明顯提高上升速度，將無法全面防止VD 反向恢復電流。在工程設計中，一般選△t1=t-to=0.01DTs[4]。如此可利用式（1）求出Lr 的值：

其中：D 為占空比；Ts 為采樣周期。

針對具體電路，并非全部元器件都非常理想，由此，對于濾波電感Lo 而言，其電流在開關切斷過程中將逐漸下降。因此，具體開展計算過程中，可借助L0上電流值來替換（1）中的Io。

2.電容Cr，C1，C2的選擇：

為使VT1零電壓開通，需保證Cr 上電能都轉移至Lr 上：

VT1關斷時刻，C2上的能量要在tf 時間內移動至Lr 上，也就是主開關切斷的時間范圍內，則：

根據(jù)能量守恒方程：

能夠求出電容C1的值。

本電路采用simulink 對Buck 變換器電路開展了仿真，參數(shù)為：Lr=3uH，Cr=0.3nF，C1=80nF，C2=23nF，Ui=220V，Uo=80V，I=20A，fs=20kHz。

從圖3 和4 可看出，對于主輔開關來看，二者依次可以達到零電壓以及零電流開通及關斷[5]。

圖3 VT1 的電壓、電流波形

3 結論

可以看到，典型零電壓軟開關電路中無法實現(xiàn)輔助開關的零關斷，使得關斷時的損耗大大增加，不利于開關的實現(xiàn)。

基于典型零電壓軟開關電路的缺點——無法實現(xiàn)輔助開關的零電壓關斷，從而使得關斷損耗大大增加，本文介紹的新型的零電壓軟開關電路，新型電路可以一起促進主輔開關零電壓開通及關閉。針對主開關，并無額外電壓及電流應力；全部的一極管也都可以達到軟換流，極大地減小了損耗。

文章對新型Buck 變換器開展了分析，圍繞其結構以及原理展開了討論，通過有關仿真結果可知，主輔開關依次可以達到零電壓及零電流開通以及關斷，由此將極大地降低開關損耗；針對主開關，在這之上并未形成額外電壓以及電流應力；全部一極管還都可以達到軟換流，在很大程度上減小了損耗，對于這方面的研究可以為有關感應加熱電源軟斬波的運用提供一定的借鑒。