基于銅基微同軸線的Ka波段多波束天線子系統(tǒng)仿真建模技術(shù)

萬 浩，顧村鋒，計(jì)淞耀，靳子凡，段宇文，許 進(jìn)

（1.西北工業(yè)大學(xué)電子信息學(xué)院，陜西 西安 710072；2.上海機(jī)電工程研究所，上海 201109）

0 引 言

毫米波雷達(dá)因其工作頻率較高、天線尺寸較小且測量精度較高，其應(yīng)用越來越廣泛，比如導(dǎo)彈制導(dǎo)、安防監(jiān)控等。但毫米波的大氣衰減較為嚴(yán)重，因此，毫米波雷達(dá)需要更高增益的天線以及更大的發(fā)射功率來實(shí)現(xiàn)遠(yuǎn)距離的探測。具有高增益意味著波束寬度變窄，單個(gè)高增益天線能夠覆蓋的范圍十分有限，需要多波束天線實(shí)現(xiàn)波束掃描，從而達(dá)到更大的覆蓋范圍［1］。如今多波束子系統(tǒng)可以通過微帶、基片集成波導(dǎo)（substrate integrated waveguide，SIW）、共面波導(dǎo)等多種方式實(shí)現(xiàn)［2］。然而微帶傳輸線在毫米波頻段損耗較大、傳統(tǒng)介質(zhì)波導(dǎo)體積較大且不易集成等問題限制了多波束子系統(tǒng)在毫米波中的應(yīng)用，嚴(yán)重影響了多波束天線小型化、寬帶化和集成化發(fā)展。

銅基微同軸線由于其獨(dú)特的結(jié)構(gòu)，在寬頻帶內(nèi)具有損耗低、色散效應(yīng)弱（橫電磁波傳播）、線間隔離度高以及功率上限高（全金屬結(jié)構(gòu)）等優(yōu)點(diǎn)［3］，能夠滿足高集成度、高效率、低損耗、寬波束掃描范圍的多波束天線的工藝需求。圖1為銅基微同軸線的三維視圖及橫截面示意圖，主要包括矩形金屬內(nèi)導(dǎo)體、與內(nèi)導(dǎo)體平行的矩形金屬外導(dǎo)體、犧牲層釋放的通孔以及解決內(nèi)導(dǎo)體懸空問題的介質(zhì)支撐條［4］。本文選用的銅基微同軸由九層金屬層構(gòu)成，其中1~4、6~9層的厚度為100 μm，第5層金屬的厚度為60 μm，外導(dǎo)體釋放孔的尺寸為200 μm×200 μm×200 μm，排布周期約為700 μm，介質(zhì)支撐條的介電常數(shù)εr為2.85，損耗角正切tanδ為0.045，寬度為100 μm，厚度hd為18μm，排布周期也為700 μm。

圖1 銅基微同軸三維視圖及橫截面示意圖Fig.1 3-D view and cross-sectional view of copper based micro coaxial

本文采用銅基微同軸工藝設(shè)計(jì)寬帶化低損耗的正交耦合器、移相器以及交叉結(jié)3個(gè)基本單元來實(shí)現(xiàn)Butler矩陣饋電網(wǎng)絡(luò)，結(jié)合Vivaldi天線設(shè)計(jì)1×4天線陣列。利用銅基微同軸-倒裝芯片封裝技術(shù)，實(shí)現(xiàn)銅基微同軸與有源芯片的異構(gòu)集成，最終仿真設(shè)計(jì)出Ka波段Butler矩陣饋電且波束可切換的1×4多波束天線子系統(tǒng)，解決了多波束系統(tǒng)在毫米波頻段高損耗、窄帶寬以及低集成度的問題。

1 多波束天線簡介

Butler矩陣是具有多個(gè)輸入和輸出端口的網(wǎng)絡(luò)，一個(gè)N×N的矩陣對(duì)輸入端口之一施加信號(hào)，被均分為1/N后從輸出端口輸出。各個(gè)輸出端口之間輸出信號(hào)的最終相位偏移是恒定的，并且取決于輸入端口的選擇。圖2為基于Butler矩陣饋電的多波束天線示意圖，其中4×4 Butler矩陣是最常見的Butler矩陣，相鄰端口之間可以實(shí)現(xiàn)±45°、±135°的相位差［5］。

圖2 基于Butler矩陣的多波束天線Fig.2 Multi-beam antenna based on Butler matrix

在多波束天線網(wǎng)絡(luò)中，天線陣波束指向可以通過相鄰端口間的相位差來改變。圖3為N元直線陣示意圖，圖中，I1~IN為方向圖主瓣偏移角度為θ的N個(gè)天線單元，d為相鄰天線單元之間的距離。相鄰天線單元之間的波程差為d×sinθ，則波程時(shí)延的計(jì)算式為

圖3 N元直線陣Fig.3 N-element linear array

式中：c為真空中的光速。假設(shè)天線工作頻率為f，相鄰天線單元之間相位差為ψ，由c=λf可知，ψ=2πf×τ=ω×τ，由此可以得出天線陣波束指向θ與相鄰端口間的相位差ψ的關(guān)系式為

在實(shí)際應(yīng)用中，Butler的輸入端口外接開關(guān)芯片，實(shí)現(xiàn)輸入端口的切換，輸出端口給天線陣饋電，從而通過開關(guān)的切換獲得不同的相位差，實(shí)現(xiàn)天線波束的偏轉(zhuǎn)，擴(kuò)大波束的覆蓋范圍，完成波束掃描。

2 1×4多波束天線

4×4 Butler矩陣由4個(gè)正交耦合器、2個(gè)45°移相器以及2個(gè)交叉結(jié)構(gòu)成。設(shè)計(jì)寬帶Butler矩陣，需要實(shí)現(xiàn)上述3種器件的寬帶化。

2.1 正交耦合器設(shè)計(jì)

由于二分支線正交耦合器需要有四分之一波長，所以其帶寬會(huì)被限制在10%~20%［6］。使用多節(jié)級(jí)聯(lián)是最常用的提高帶寬的方法，但多節(jié)級(jí)聯(lián)耦合器分支線的并聯(lián)臂的阻抗過小，使用銅基微同軸線實(shí)現(xiàn)的難度比較大。綜合考慮后，選擇在二分支線耦合器的基礎(chǔ)上加載短路枝節(jié)的方法實(shí)現(xiàn)寬帶特性［7］。

短路枝節(jié)加載的分支線耦合器在HFSS中進(jìn)行仿真建模，主要工作為特定阻抗的傳輸線以及接地短路傳輸線的實(shí)現(xiàn)。圖4為28~35 GHz寬帶分支線耦合器HFSS模型，圖5為銅基微同軸線28~35 GHz寬帶分支線耦合器仿真結(jié)果。在頻帶內(nèi)，回波損耗優(yōu)于20 dB，隔離端口輸出小于-20 dB，兩個(gè)輸出端口|S21|、|S31|的輸出幅度為-3.26 dB，且不平衡度小于0.16 dB，兩個(gè)輸出端口相位正交，相位誤差小于0.8°。綜上所述，分支線耦合器在寬頻帶內(nèi)的回波和隔離特性很好，而且輸出端口的幅度和相位的不平衡度都很小。

圖4 28~35 GHz寬帶分支線耦合器HFSS模型Fig.4 HFSS model of 28~35 GHz broadband branch line coupler

圖5 28~35 GHz寬帶分支線耦合器仿真結(jié)果Fig.5 Simulation Results of 28~35 GHz Broadband Branch Line Coupler

2.2 交叉結(jié)設(shè)計(jì)

Butler矩陣兩級(jí)正交耦合器之間需要連接交叉結(jié)，第一級(jí)正交耦合器輸出等幅正交的信號(hào)通過交叉結(jié)向下一級(jí)正交耦合器輸入，從而實(shí)現(xiàn)4個(gè)端口的輸出。寬帶交叉結(jié)可以通過級(jí)聯(lián)兩個(gè)寬帶正交耦合器實(shí)現(xiàn)［8］，其中一個(gè)輸出端口的兩組信號(hào)相位相反，互相抵消，所以信號(hào)只從疊加信號(hào)的輸出端口輸出。這樣的特性滿足了交叉結(jié)的功能需求，因此利用這種寬帶正交耦合器級(jí)聯(lián)來實(shí)現(xiàn)所需要的寬帶交叉結(jié)。圖6為銅基微同軸28~35 GHz寬帶交叉結(jié)的HFSS模型，圖7為交叉結(jié)HFSS建模仿真結(jié)果。在28~35 GHz內(nèi)，回波損耗均優(yōu)于17.8 dB，|S31|在頻段內(nèi)為-0.24~-0.40 dB。隔離端口2的隔離度優(yōu)于32.30 dB，隔離端口4的隔離度優(yōu)于17.55 dB。

圖6 28~35 GHz寬帶交叉結(jié)的HFSS模型Fig.6 HFSS Model of 28~35 GHz Broadband Crossover

圖7 28~35 GHz寬帶交叉結(jié)仿真結(jié)果Fig.7 Simulation Results of 28~35 GHz Broadband Crossover

2.3 移相器設(shè)計(jì)

根據(jù)Butler矩陣的組成原理，在兩級(jí)正交耦合器的中間需要一個(gè)寬帶45°移相器，第二級(jí)耦合器與輸出端口之間還需要一個(gè)0°移相器。加載U形耦合線，可以在線性直線上疊加正弦變化的曲線改變其相位特性［9］，當(dāng)兩者近似平行并且正弦曲線處于幅度最小時(shí)，可實(shí)現(xiàn)寬帶相移。在移相器的設(shè)計(jì)中，參考線通過彎折以實(shí)現(xiàn)更小的尺寸，但電流會(huì)因?yàn)檫^多彎曲而產(chǎn)生積累，造成參考線的損耗變大。根據(jù)文獻(xiàn)［10］，可通過對(duì)直角彎進(jìn)行切割補(bǔ)償，改善電流因內(nèi)導(dǎo)體彎曲而不連續(xù)的現(xiàn)象。

圖8為45°移相器的HFSS模型，該模型與0°移相器的模型區(qū)別在于參考線的長度。圖9給出了45°移相器和0°移相器的HFSS模型仿真結(jié)果。在28~35 GHz的頻帶內(nèi)，45°移相器參考線相對(duì)于交叉結(jié)輸出端口的相位差ψ=45°±1.34°，參考線的插入損耗優(yōu)于0.261 2 dB；0°移相器參考線相對(duì)于交叉結(jié)輸出端口的相位差ψ=0°±2.07°，參考線的插入損耗優(yōu)于0.256 5 dB。

圖8 寬帶移相器HFSS模型Fig.8 HFSS Model of Broadband Phase Shifter

圖9 寬帶移相器仿真結(jié)果Fig.9 Simulation Results of Broadband Phase Shifter

Vivaldi天線具有工作頻帶寬、增益高、方向性好、副瓣電平低、結(jié)構(gòu)簡單等優(yōu)點(diǎn)。本文用到的Vivaldi天線結(jié)構(gòu)使用同軸線直接饋電，同軸饋線末端連接天線的金屬結(jié)構(gòu)一側(cè)的開路腔與槽線的起始端相連［11］。銅基微同軸饋電后，電磁能量沿著槽線向自由空間輻射，根據(jù)漸變方程變化的槽線約束電磁能量，使其具有較強(qiáng)的方向性，從而使整個(gè)Vivaldi天線表現(xiàn)出良好的端射特性。其漸變槽線可用下面的參數(shù)方程表示：

式中：a、b分別是槽線的寬度和長度；槽線在x方向上和y方向上的漸變分別由x（t）和y（t）控制，其中0≤t≤π/2。當(dāng)n=4時(shí)，Vivaldi天線的結(jié)構(gòu)如圖10所示。金屬上的鋸齒狀凹槽可以改善天線的電壓駐波比。圖10還給出了天線的E面、H面方向圖。從E面、H面方向圖可以看出，天線主波束的最大增益為11.39 dBi，其半功率波束寬度為64°，副瓣電平為－10.52 dBi。

圖10 Vivaldi天線結(jié)構(gòu)示意圖及其E面、H面方向圖Fig.10 Vivaldi antenna structure diagram and its E-plane and H-plane patterns

使用上述寬帶分支線耦合器、寬帶交叉結(jié)以及寬帶移相器按照4×4 Butler矩陣的設(shè)計(jì)準(zhǔn)則組成了28~35 GHz寬帶Butler矩陣，Butler矩陣饋電網(wǎng)絡(luò)為1×4的寬帶Vivaldi天線線陣饋電，組成Ka波段1×4多波束天線。圖11為銅基微同軸線1×4多波束天線，圖12為不同頻率下1×4多波束天線方向圖。波束最大覆蓋范圍可達(dá)±32°，相鄰天線的相位差為45°時(shí)，最大天線增益為14.47 dBi，相鄰天線的相位差為135°時(shí)，最大天線增益為11.91 dBi。由于波束偏移，天線陣的最大增益比理想的寬帶Vivaldi 1×4天線陣的增益低2.92 dB，而且偏移的角度越大，天線增益逐漸下降。

圖11 基于銅基微同軸線1×4多波束天線Fig.11 1×4 multi-beam antenna based on copper micro coaxial line

圖12 多波束天線E面方向圖Fig.12 Multi-beam antenna E-plane pattern

3 Ka波段1×4多波束天線子系統(tǒng)設(shè)計(jì)

射頻系統(tǒng)中放大器芯片可以放大信號(hào)功率，在Butler矩陣輸出端口與天線饋電端口之間集成放大器芯片，可以提高天線的增益；開關(guān)芯片可以選擇不同的通路實(shí)現(xiàn)多波束陣列的波數(shù)切換，在銅基微同軸Butler饋電的1×4多波束天線的基礎(chǔ)上集成放大器芯片與開關(guān)芯片，可以實(shí)現(xiàn)多波束天線子系統(tǒng)。

銅基微同軸具有異構(gòu)集成的能力，Ralston P提出了一種利用液態(tài)金屬倒裝芯片實(shí)現(xiàn)銅基微同軸線與砷化鎵MMIC有源芯片互聯(lián)的方法［12］。本文使用MACOM公司的MAAL-011111低噪聲放大芯片，圖13為銅基微同軸線與放大器芯片集成互連結(jié)構(gòu)及仿真結(jié)果，工作頻率22~38 GHz，覆蓋上節(jié)設(shè)計(jì)的Butler矩陣的工作頻段，利用該互連結(jié)構(gòu)對(duì)銅基微同軸線與低噪聲放大器芯片集成后，回波損耗在工作頻帶內(nèi)優(yōu)于8.90 dB，增益可達(dá)18.5 dB。根據(jù)切換4×4 Butler輸入端口的需求，本文選擇MACOM公司的MASW-011087高功率、低損耗、高隔離的單刀四擲開關(guān)芯片，該芯片工作頻率為14~38 GHz。使用銅基微同軸線連接芯片的輸入和4個(gè)輸出端口，并通過4個(gè)直流輸入端為開關(guān)芯片提供直流偏置，芯片倒裝在支撐體與銅基微同軸線穩(wěn)定互連，利用開關(guān)芯片的特性實(shí)現(xiàn)輸入端口的切換。圖14為銅基微同軸線與開關(guān)芯片集成互連結(jié)構(gòu)及其仿真結(jié)果，利用該互連結(jié)構(gòu)對(duì)銅基微同軸線與開關(guān)芯片集成后，導(dǎo)通通路的回波損耗在24~37 GHz的工作頻帶內(nèi)優(yōu)于20 dB，插入損耗在頻帶內(nèi)低于0.9 dB，截止通路的隔離在工作頻帶內(nèi)高于32 dB。

圖13 銅基微同軸線與放大器芯片集成互連結(jié)構(gòu)及仿真結(jié)果Fig.13 Integrated interconnection structure of copper based micro coaxial line and amplifier chip and its simulation result

圖14 銅基微同軸線與開關(guān)芯片集成互連結(jié)構(gòu)及仿真結(jié)果Fig.14 Integrated interconnection structure of copper based micro coaxial line and switch chip and its simulation result

圖15為Ka波段多波束天線子系統(tǒng)。Butler矩陣的輸入端口集成開關(guān)芯片，控制信號(hào)饋入不同輸入端口，實(shí)現(xiàn)波束切換，Butler矩陣的輸出端口與天線之間集成放大器芯片，提高天線的發(fā)射功率，實(shí)現(xiàn)多波束天線發(fā)射微系統(tǒng)。圖16給出銅基微同軸線多波束天線子系統(tǒng)的仿真結(jié)果，開關(guān)芯片切換不同端口輸入。從圖中可以看出：在28~35 GHz的頻段內(nèi)，回波損耗優(yōu)于13.7 dB。各端口饋電時(shí)的幅度特性：開關(guān)芯片選擇1、4端口導(dǎo)通，輸出幅度為11.73 dB±0.75 dB；開關(guān)芯片選擇1、4端口導(dǎo)通，輸出幅度為11.51 dB±0.82 dB；集成放大器后輸出幅度提高18.3 dB。在28~35 GHz的頻段內(nèi)，各端口分別饋電時(shí)，相位不平衡度在±7.3°以內(nèi)。

圖15 Ka波段多波束天線子系統(tǒng)示意圖Fig.15 Schematic diagram of Ka band multi-beam antenna subsystem

圖16 Ka波段多波束天線子系統(tǒng)仿真結(jié)果Fig.16 Simulation results of Ka band multi-beam antenna subsystem

4 結(jié)束語

本文基于4×4 Butler矩陣以及多波束天線理論提出了Ka波段多波束天線子系統(tǒng)設(shè)計(jì)方法，不僅能夠解決毫米波在自由空間中高損耗和信號(hào)干擾的問題，而且通過波束掃描實(shí)現(xiàn)了更大的波束覆蓋范圍。采用的新型銅基微同軸線工藝不僅解決了傳統(tǒng)傳輸線在毫米波頻段損耗大的問題，還結(jié)合自身準(zhǔn)平面、自封裝、易互連集成的特點(diǎn)實(shí)現(xiàn)了更緊湊的多波束天線子系統(tǒng)，能夠滿足5G毫米波頻段通信系統(tǒng)的實(shí)際應(yīng)用需求。