直接功率控制的雙PWM變頻調(diào)速在泵站電機上的應用

李 瑾

(南昌工程學院 電氣工程學院，江西 南昌 330099)

近年來變頻調(diào)速技術已成為實現(xiàn)節(jié)能降耗的重要措施。由于采用二極管不控整流的電壓型交-直-交變頻器無法讓電能雙向傳遞，會使電機的再生能量在直流側濾波電容上產(chǎn)生的泵升電壓造成主電路中功率器件、濾波電容的過壓損壞[1]。而PWM技術具有能大大降低直流側泵升電壓以增強系統(tǒng)工作的可靠性，輸出諧波含量小，功率因數(shù)近于1，并可實現(xiàn)轉差功率的雙向流動從而提高電能利用率等優(yōu)點而被廣泛用于電機變頻調(diào)速系統(tǒng)[2]。本文提出了一種整流側采用引入新型開關矢量表的DPC，機側變流器采用轉子磁場定向的矢量控制的雙PWM變頻調(diào)速系統(tǒng)，對其網(wǎng)側和機側進行仿真實驗的結果表明，將該調(diào)速方案用于泵站電機不僅可減小網(wǎng)側電流的諧波，還能增強直流母線電壓的穩(wěn)定性和系統(tǒng)的抗擾能力，從而顯著減小電容體積并降低成本。

1 雙PWM變換器數(shù)學模型

整流和逆變部分都引入PWM技術的雙PWM變頻調(diào)速系統(tǒng)主電路見圖1，其變頻器再生能量可回饋電網(wǎng)并能方便地實現(xiàn)電機的四象限運行[3]。

圖1 雙PWM變頻調(diào)速系統(tǒng)主電路

圖2是主電路中的PWM整流器，它在同步dq坐標系下的數(shù)學模型如下：

(1)

式中：ed、eq—三相電網(wǎng)電動勢ea、eb、ec經(jīng)3s/2r坐標變換后得到的d、q軸分量id、iq—三相電流ia、ib、ic經(jīng)3s/2r坐標變換后得到的d、q軸分量。

開關函數(shù)SK=1表示上橋臂開通，下橋臂關斷，SK=0則反之(K=d，q)。

圖2 三相電壓型PWM整流器電路

2 網(wǎng)側PWM整流器DPC控制系統(tǒng)

2.1 DPC 控制系統(tǒng)結構圖

PWM整流器DPC控制系統(tǒng)如圖3所示，其控制部分為電壓外環(huán)功率內(nèi)環(huán)的雙閉環(huán)結構，直流母線電壓給定值與實際值的差作為外環(huán)PI調(diào)節(jié)器的輸入，其輸出與直流側電壓給定值相乘作為有功功率給定值，無功功率給定值設為0以使功率因數(shù)為1。有功和無功功率的給定值與其實際值比較后作為滯環(huán)比較器的輸入，由滯環(huán)比較器的輸出和扇區(qū)判斷模塊輸出的θ值就可從開關矢量表中選擇合適的電壓矢量來控制功率開關器件。

圖3 PWM整流器 DPC 控制系統(tǒng)

2.2 滯環(huán)比較器

滯環(huán)比較器采用bang-bang 控制，單級滯環(huán)比較器的輸出只有1和0兩個值，這里采用三電平有功功率滯環(huán)比較器，在-Hp

(2)

(3)

2.3 開關矢量表

DPC的核心是選擇開關矢量，傳統(tǒng)DPC忽略了平波電抗器電壓降可能使無功功率不可控，換相時刻不可控程度會更大[5]。本文采用表1所示的新型開關矢量表以縮小無功功率的不可控區(qū)并降低開關頻率[6]，其中Sp、Sq分別是有功和無功功率滯環(huán)比較器的輸出，θ1～θ12對應扇區(qū)1～12。

3 機側PWM變流器的控制策略

機側變流器采用將d軸定向于轉子磁鏈矢量ψr方向上即轉子磁場定向的矢量控制并引入SVPWM技術。將異步電機的數(shù)學模型從三相靜止的abc坐標系變換到按轉子磁鏈定向的兩相同步旋轉的dq坐標系，可得ψr只與d軸分量id有關而與q軸分量iq無關，電磁轉矩Tem則由iq決定而跟id無關。采用轉速和磁鏈閉環(huán)的矢量控制系統(tǒng)框圖見圖4。

圖4 矢量控制系統(tǒng)框圖

表1 新型開關矢量表

4 仿真實驗

4.1 網(wǎng)側PWM整流器仿真

1)純電阻負載。采用新型開關矢量表的PWM整流器的Matlab仿真模型如圖5所示，圖中扇區(qū)判斷和三電平有功功率滯環(huán)比較器的子系統(tǒng)由編寫m函數(shù)實現(xiàn)，開關矢量表子系統(tǒng)通過兩個二維表實現(xiàn)。仿真參數(shù)如下：電源線電壓380 V，網(wǎng)側電阻值R=10 Ω，電感值L=4.8 mH；母線電容C=4700 uF；電容初始電壓設為500 V，直流側電壓Vdc的給定值為600 V，滯環(huán)環(huán)寬Hp=±400 W。圖5中有功和無功功率計算的子系統(tǒng)如圖6所示。

圖5 PWM整流器的Matlab仿真模型

圖6 有功和無功功率計算的子系統(tǒng)

負載電阻初始值設為30 Ω，于t=0.1 s由30 Ω突變?yōu)? Ω，圖7(a)是網(wǎng)側a相電壓和電流仿真波形。負載電阻初始值不變，在t=1 s由30 Ω突變?yōu)?0 Ω所得的直流側電壓波形見圖7(b)，在t=0.6 s負載電阻由30 Ω突變?yōu)?5 Ω所得的有功、無功功率的波形分別如圖7(c)和(d)所示。

(a)網(wǎng)側a相電壓和電流

由圖7(a)可見網(wǎng)側電壓與電流是相位相同的正弦波，在t=0.1 s負載阻值突降時，網(wǎng)側電流明顯增大，而且再次達到穩(wěn)態(tài)時電壓與電流依然同相，可見網(wǎng)側電流隨負載的變化而變化且能實現(xiàn)整流狀態(tài)的單位功率因數(shù)運行。

圖7(b)中，t=0時直流母線電壓Vdc由初始值500 V開始上升，經(jīng)0.16 s達最大值710 V，約在t=0.6 s時達到給定值600 V，在t=1 s負載阻值突降后Vdc降至約550 V，經(jīng)短暫的動態(tài)調(diào)整后又回升到給定值600 V。

從圖7(c)可看出在t=0.6 s突加負載之后有功功率值從原來的穩(wěn)態(tài)值約20 KW經(jīng)過約0.1 s的調(diào)整時間就達到新的穩(wěn)態(tài)值約40 KW，動態(tài)響應較快。圖7(d)中在t=0.2 s之后無功功率為零，可見帶純電阻負載時PWM整流器處于整流狀態(tài)，且功率因數(shù)等于1。

2)反電勢負載。當負載反電動勢EL=2000 V，負載電阻RL=40 Ω時，得到的網(wǎng)側a相電壓和電流波形、直流側電壓波形與有功功率波形如圖8所示。圖8(a)中電壓與電流波形的正弦度高，RL上電壓為負，跟整流狀態(tài)相比負載電流反向了也就是電壓電流相位相反，說明電能從負載側流向電網(wǎng)側，整流器處于逆變狀態(tài)。圖8(b)中，直流側電壓Vdc從初始值500 V開始上升，于0.12 s達到最大值705 V，在t=0.6 s時穩(wěn)定在給定值600 V，紋波較小。圖8(c)中，逆變狀態(tài)時id為負，有功功率P=udid經(jīng)過約0.1 s的調(diào)整時間達到負的穩(wěn)態(tài)值。

(a)網(wǎng)側a相電壓和電流

由圖8可得出結論：DPC下的雙PWM變流器可實現(xiàn)能量的雙向流動以提高電能利用率，并能實現(xiàn)逆變時的單位功率因數(shù)運行。

4.2 機側PWM變流器仿真

圖9 機側PWM變流器的仿真模型

圖10(a)中三相定子電流在約t=0.2 s達到穩(wěn)態(tài)，在t=0.4 s給定角速度ω*突降后，定子電流增大，經(jīng)短暫的動態(tài)調(diào)整之后達到新的穩(wěn)態(tài)，定子電流頻率降低，圖中定子電流在穩(wěn)態(tài)時都是三相對稱的光滑正弦波。由圖10(b)和圖10(c)兩圖可看出，異步電機起動后其角速度ω迅速上升，電磁轉矩Tem先快速增大，在t=0.04 s左右Tem達到最大值約13 N·m之后很快回落，約在t=0.06 s時ω達到給定初值80 rad/s，Tem回到零值。t=0.4 s時ω*突降后，Tem變?yōu)樨撝凳功匮杆贉p小，電機經(jīng)過短暫的制動狀態(tài)后Tem又為正，在約t=0.44 s時達到新的穩(wěn)態(tài)，ω降到新的角速度給定值40 rad/s，Tem重回到零值。

(a)定子三相電流

(b) 轉子角速度

5 結語

針對傳統(tǒng)的交-直-交變頻器中電能無法雙向傳遞、電機的再生能量在濾波電容上產(chǎn)生的過高的泵升電壓會給系統(tǒng)帶來危害的問題，本文提出了一種整流側采用引入新型開關矢量表的DPC控制，機側變流器采用引入SVPWM技術的轉子磁場定向矢量控制的雙PWM變頻調(diào)速系統(tǒng)，仿真實驗的結果表明，該控制方案實現(xiàn)了網(wǎng)側電流諧波小、功率因數(shù)近于1、直流側電壓穩(wěn)定性高的控制目標，且減小了無功功率的波動，在電機突加負載時系統(tǒng)能迅速反應而很快達到穩(wěn)態(tài)，從而證明了將采用該控制策略的雙PWM變頻調(diào)速系統(tǒng)用于泵站電機的有效性和可行性。