雙模式偵察干擾一體化技術(shù)

楊 康, 郝 汀, 趙明峰, 黃 偉

(中國(guó)船舶重工集團(tuán)公司第七二三研究所, 江蘇 揚(yáng)州 225001)

0 引 言

雷達(dá)是現(xiàn)代戰(zhàn)場(chǎng)不可或缺的信息化裝備,隨著現(xiàn)代科學(xué)技術(shù)的發(fā)展,雷達(dá)正不斷朝著數(shù)字化、寬帶化、低截獲方向發(fā)展;另一方面,機(jī)載或彈載平臺(tái)由于自身體積和載重原因,要求電子對(duì)抗設(shè)備能夠?qū)崿F(xiàn)小型化和多功能。在這種情況下,能夠?qū)崿F(xiàn)電子偵察和電子干擾功能一體化的技術(shù)尤為重要。目前在電子偵察方面,主要采用數(shù)字信道化技術(shù)實(shí)現(xiàn)雷達(dá)信號(hào)的頻率、脈寬、重復(fù)周期、脈幅等參數(shù)的測(cè)量[1-3];在電子干擾方面,主要采用直接數(shù)字頻率合成技術(shù)和數(shù)字儲(chǔ)頻(digital radio frequency memory, DRFM)技術(shù)[4-7]實(shí)現(xiàn)干擾源,其中DRFM技術(shù)由于生成信號(hào)具有高度相干性的特點(diǎn)而受到高度重視。目前DRFM主要采用直接儲(chǔ)頻方式,即對(duì)一定瞬時(shí)帶寬的中頻信號(hào)進(jìn)行高速采樣、存儲(chǔ),然后再延時(shí)轉(zhuǎn)發(fā)。2008年,王宗博等基于數(shù)字信道化接收原理和傳統(tǒng)DRFM結(jié)構(gòu),提出了基于數(shù)字信道化的DRFM系統(tǒng)模型,并進(jìn)行了相關(guān)仿真[8]。2011年,劉建林等提出了一種基于數(shù)字信道化輸出的改進(jìn)型DRFM系統(tǒng)的工程化設(shè)計(jì)方法[9]。2015年，Omer等采用了兩種不同的算法對(duì)寬帶信道化DRFM架構(gòu)進(jìn)行了優(yōu)化,并在Virtex-6 SX475T芯片上以200 MHz的時(shí)鐘速率進(jìn)行了驗(yàn)證[10]。2018年,王明君從軟硬件實(shí)現(xiàn)角度介紹了瞬時(shí)帶寬為2 GHz、基于數(shù)字信道化的偵察干擾一體化處理單元[11]。上述文獻(xiàn)或偏向于信道化DRFM的理論分析和仿真,或偏向于實(shí)物測(cè)試平臺(tái)的構(gòu)建,共同的特點(diǎn)是只考慮了單路子信道中信號(hào)的調(diào)制輸出。文獻(xiàn)[12-13]雖然對(duì)寬帶跨信道信號(hào)的重構(gòu)進(jìn)行了仿真,但對(duì)寬帶信號(hào)的跨信道檢測(cè)仲裁并未進(jìn)行深入分析,也未對(duì)多路子信道合成輸出信號(hào)的保真度進(jìn)行深入分析。另外,目前國(guó)內(nèi)無(wú)論是數(shù)字信道化接收機(jī)還是信道化DRFM,通常都是建立在子信道均勻分布的基礎(chǔ)上,由于實(shí)際雷達(dá)信號(hào)為非合作信號(hào),普遍存在著寬帶信號(hào)跨信道的現(xiàn)象[14]。針對(duì)此問(wèn)題,在數(shù)字接收機(jī)方面一般有以下兩種處理方法:① 兩級(jí)信道化法[15],第一級(jí)采用較寬信道,減小信號(hào)跨信道概率,然后對(duì)第二級(jí)信號(hào)進(jìn)行信道化處理;② 分析綜合濾波器法[16],在信道化后進(jìn)行能量檢測(cè)和信道判決,根據(jù)判決結(jié)果將若干子信道歸為一組進(jìn)行綜合,實(shí)現(xiàn)動(dòng)態(tài)非均勻的信道化。第一種方法將信道越分越細(xì),雖然有利用數(shù)字信道化接收機(jī)的信號(hào)測(cè)量,但不利于偵察干擾一體化設(shè)備中干擾信號(hào)的重構(gòu)。第二種方法中如果設(shè)備隨輸入信號(hào)帶寬進(jìn)行動(dòng)態(tài)重構(gòu),那么所需處理速率可能會(huì)超過(guò)現(xiàn)場(chǎng)可編程門(mén)陣列(filed programmable gate array, FPGA)的最大時(shí)鐘速率。雷達(dá)信號(hào)的實(shí)時(shí)捕獲和干擾信號(hào)的及時(shí)生成也是需要重點(diǎn)考量的一個(gè)因素。針對(duì)上述問(wèn)題,本文提出了一種基于數(shù)字信道化和數(shù)字下變頻并行雙模工作的偵察干擾一體化架構(gòu)及其具體工作流程;另針對(duì)數(shù)字信道化接收及儲(chǔ)頻,分析了寬帶信號(hào)跨信道及信道判決問(wèn)題,并通過(guò)仿真計(jì)算量化了各子信道頻域拼接法對(duì)重構(gòu)干擾信號(hào)保真度的影響,并與直接儲(chǔ)頻方式進(jìn)行了對(duì)比分析,從而得出雙模偵干一體化設(shè)備的自適應(yīng)工作策略。

1 雙模式偵察干擾一體化系統(tǒng)

1.1 雙模式偵察干擾一體化方案

本文所提的雙模式偵察干擾一體化系統(tǒng)核心部分功能模塊組成如圖1所示。圖1中，首先通過(guò)高速模擬數(shù)字轉(zhuǎn)換器(analog-to-digital converter, ADC)對(duì)輸入的中頻信號(hào)進(jìn)行帶通采樣,數(shù)據(jù)經(jīng)高速接口傳輸?shù)紽PGA芯片中。高速采樣數(shù)據(jù)在FPGA內(nèi)部經(jīng)高速緩存和串并轉(zhuǎn)換降速后,達(dá)到與FPGA工作頻率相匹配的速率。然后，采樣數(shù)據(jù)分別送入數(shù)字信道化通道和數(shù)字并行變頻通道進(jìn)行處理。在數(shù)字信道化通道中,對(duì)輸入的采樣數(shù)據(jù)分別進(jìn)行信道化接收、信道信號(hào)檢測(cè)與參數(shù)估計(jì)、信號(hào)存儲(chǔ)和干擾調(diào)制(多譜勒調(diào)制、距離范圍模擬)等操作;其中對(duì)各子信道進(jìn)行信號(hào)檢測(cè)和參數(shù)估計(jì)后,生成脈沖描述字(pulse description words, PDW)送信號(hào)分選模塊進(jìn)行處理;信號(hào)分選模塊根據(jù)PDW信息,生成輻射源描述字,并進(jìn)行威脅目標(biāo)識(shí)別;干擾決策與控制模塊根據(jù)事先裝訂的干擾策略和參數(shù)對(duì)干擾調(diào)制模塊進(jìn)行控制。信道化接收模塊對(duì)生成的子信道同向(in-phase, I)和正交(quadrature, Q)分量數(shù)據(jù)進(jìn)行一定延時(shí)量的緩存,當(dāng)完成信道檢測(cè)后,會(huì)選取相應(yīng)子信道的數(shù)據(jù)進(jìn)行高速存儲(chǔ)。干擾調(diào)制模塊按照一定的時(shí)序讀出存儲(chǔ)的子信道數(shù)據(jù),并進(jìn)行延時(shí)、多普勒調(diào)制,生成干擾信號(hào)。干擾信號(hào)經(jīng)并串轉(zhuǎn)換后發(fā)數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器(digital-to-analog convertor, DAC)形成中頻信號(hào)。

圖1 功能模塊組成

在數(shù)字并行變頻通道中,對(duì)輸入的采樣數(shù)據(jù)序列交替抽取,并通過(guò)多相濾波結(jié)構(gòu)實(shí)現(xiàn)數(shù)字下變頻(digital down conversion, DDC)。接著,對(duì)I、Q分量數(shù)據(jù)進(jìn)行時(shí)頻檢測(cè)處理:時(shí)域方面,通過(guò)平方率檢波法得到脈沖包絡(luò),從而獲取到脈沖到達(dá)時(shí)間等信息;頻域方面,在快速傅里葉變換(fast Fourier transform, FFT)后進(jìn)行譜峰搜索,從而可以獲得載頻和頻譜調(diào)制信息。同時(shí),I、Q數(shù)據(jù)經(jīng)緩存后受控進(jìn)行高速存儲(chǔ),并由干擾決策和控制模塊引導(dǎo),按一定時(shí)序讀出并進(jìn)行多普勒調(diào)制和延時(shí)轉(zhuǎn)發(fā)。最后，生成的干擾數(shù)據(jù)經(jīng)數(shù)字上變頻(digital up conversion, DUC)還原為中頻信號(hào)。

數(shù)字并行變頻通道是信道化通道的重要補(bǔ)充。當(dāng)雷達(dá)信號(hào)帶寬小于子信道的帶寬時(shí),信道化通道能夠準(zhǔn)確地對(duì)雷達(dá)信號(hào)進(jìn)行參數(shù)測(cè)量以及干擾信號(hào)重構(gòu)。當(dāng)雷達(dá)信號(hào)帶寬大于子信道帶寬時(shí),就會(huì)出現(xiàn)跨信道的情況。接收方面,在不進(jìn)行信道動(dòng)態(tài)綜合的情況下,通過(guò)數(shù)字并行變頻通道進(jìn)行時(shí)頻域的參數(shù)測(cè)量,可彌補(bǔ)數(shù)字信道化通道的不足;發(fā)射方面,通過(guò)數(shù)字并行變頻通道可實(shí)現(xiàn)寬帶雷達(dá)信號(hào)的儲(chǔ)頻和重構(gòu)。

該偵察干擾一體化架構(gòu)的優(yōu)點(diǎn)在于能夠?qū)崿F(xiàn)窄帶信號(hào)高精細(xì)的儲(chǔ)頻干擾,也能夠?qū)崿F(xiàn)寬帶雷達(dá)高保真的信號(hào)重構(gòu)。如何在這兩種模式間進(jìn)行切換需要一個(gè)準(zhǔn)則;同時(shí)該準(zhǔn)則也涉及到寬帶跨信道信號(hào)融合后的保真度。下文針對(duì)數(shù)字信道化收發(fā)方案和信道選擇進(jìn)行深入分析。

1.2 接收及發(fā)射信道化原理分析

以數(shù)字接收信道化為例,原始的直接變頻方式如圖2所示。信號(hào)x(t)經(jīng)ADC采樣后得到離散信號(hào)x(n);x(n)復(fù)制K路后分別通過(guò)濾波器得到不同的子帶信號(hào);然后與不同的數(shù)字本振進(jìn)行混頻,得到基帶信號(hào)后再進(jìn)行D倍抽取,以便進(jìn)行后續(xù)處理。然而直接變頻方式實(shí)現(xiàn)困難,因?yàn)楦魍ǖ罏V波器特性不一,且處理速率要求與ADC速率相同,對(duì)硬件資源要求高;特別當(dāng)信道數(shù)目大時(shí),實(shí)現(xiàn)效率比較低。

圖2 直接下變頻信道化模型

多相濾波方式則可大大降低數(shù)字信道化實(shí)現(xiàn)的復(fù)雜度和對(duì)資源的需求度:將抽取移到數(shù)字濾波之前,可降低濾波過(guò)程中的運(yùn)算量;每個(gè)通道濾波器為原型低通濾波器的多相分量,減小了數(shù)字濾波器的階數(shù)。

設(shè)K表示劃分的子信道數(shù)目,D表示對(duì)輸入信道的抽取倍數(shù),令:F=D/M。hLP(n)為N階低通有限脈沖響應(yīng)(finite impulse respond, FIR)濾波器的沖擊響應(yīng)。在多相濾波結(jié)構(gòu)下,第k個(gè)信道的輸出[17-18]為

(1)

F=1稱(chēng)為臨界抽樣條件,此時(shí)通過(guò)信道化后無(wú)法分辨落入相鄰信號(hào)的兩個(gè)信號(hào)。當(dāng)F=2且濾波器堆積排列為偶形式,有K=2D,ωk=2πk/K,代入式(1)則有:

(2)

(3)

所以高效多相濾波接收信道化的結(jié)構(gòu)形式如圖3所示。其中，包含離散傅里葉逆變換(inverse discrete Fourier transform, IDFT)。

圖3 基于多相濾波的接收信道化模型(F=2)

接收信道輸出數(shù)據(jù)yk(m)后,經(jīng)相關(guān)調(diào)制形成發(fā)射mi(n),經(jīng)I倍內(nèi)插、濾波和上變頻后,輸出表達(dá)式[19]為

(4)

式中:

(5)

其中,q=0,±1,…。

令n=rI+p(p=0,1,…,I-1),z(rI+p)=zp(r),h(rI+p)=hp(r),I為內(nèi)插倍數(shù),那么有:

(6)

當(dāng)K=2D,ωi=2πi/K時(shí),則有:

(7)

定義:

式(7)可以變換為

zp(r)=xp(q)*hp(q)

(8)

最終可以得到:z(n)=zp(mI+p)。根據(jù)式(8)實(shí)數(shù)信道化發(fā)射的高效架構(gòu)如圖4所示。

圖4 基于多相濾波的發(fā)射信道化模型(F=2)

上述公式推導(dǎo)按照均勻信道偶型排列方式進(jìn)行。同時(shí),考慮到實(shí)際濾波器存在一定帶寬的過(guò)渡帶,過(guò)渡帶的存在導(dǎo)致信道之間存在盲區(qū),無(wú)法全帶寬覆蓋,如圖5(a)所示,如有信號(hào)落在信道之間就會(huì)造成漏警。因此,將各信道在3 dB帶寬處交疊,信道間重疊區(qū)域?yàn)?0%,如圖5(b)所示:濾波器的通帶帶寬為3 dB帶寬(由通帶截止頻率確定),等于總帶寬除以信道數(shù)目;阻帶帶寬為60 dB帶寬(由阻帶截止頻率確定),并且令60 dB帶寬為3 dB帶寬的兩倍。這種處理方法能夠解決信號(hào)落入相鄰信道之間的接收盲區(qū)問(wèn)題,也可避免信號(hào)重構(gòu)時(shí)失真嚴(yán)重的問(wèn)題。

圖5 信道排列形式

1.3 跨信道信號(hào)處理方法及評(píng)估

在圖5(a)中，射頻信道之間頻率間隔與數(shù)字化信道帶寬的一半相等,整個(gè)系統(tǒng)通過(guò)數(shù)字瞬時(shí)測(cè)頻進(jìn)行信道仲裁,用于確定信號(hào)所在的真實(shí)信道[20]。對(duì)于第k個(gè)信道,瞬時(shí)頻率ωk估計(jì)可以表示為

(9)

式中：?k[n]表示k通道中第n個(gè)點(diǎn)的瞬時(shí)相位。那么,在最大抽取率的情況下(F=2),通過(guò)瞬時(shí)測(cè)頻結(jié)果進(jìn)行信道仲裁,在信道k中的信號(hào)需滿(mǎn)足如下條件:-π/2≤ωk·M≤π/2。

當(dāng)窄帶信號(hào)頻譜剛好位于相鄰信道之間,則會(huì)出現(xiàn)跨信道的現(xiàn)象。濾波器組在實(shí)際實(shí)現(xiàn)時(shí)不是理想濾波器組,相鄰子信道之間的濾波器存在過(guò)渡帶交疊問(wèn)題。如窄帶信道位于過(guò)度帶時(shí),能量落入兩個(gè)子信道中,信道檢測(cè)會(huì)在這兩個(gè)子信道中同時(shí)檢測(cè)到信號(hào)。

寬帶信號(hào)在通過(guò)信道化模塊后,寬帶信號(hào)帶寬大于單個(gè)子信道帶寬,信號(hào)頻譜被多個(gè)相鄰子信道切割。以寬帶線(xiàn)性調(diào)頻信號(hào)為例,如圖6所示,左側(cè)信道的信號(hào)檢測(cè)模塊會(huì)最先檢測(cè)到信號(hào)能量惡化,然后依次是中間信道和右側(cè)信道,且各子信道的信號(hào)出現(xiàn)時(shí)間在開(kāi)始時(shí)會(huì)有重疊;但這時(shí)各子信道所測(cè)的脈內(nèi)參數(shù)都是不完整的,無(wú)法獲得寬帶線(xiàn)性調(diào)頻的真實(shí)參數(shù)。針對(duì)信道化方式下的寬帶信號(hào)偵測(cè)問(wèn)題,可以采用本文所提架構(gòu)中的并行通道進(jìn)行參數(shù)測(cè)量。

圖6 寬帶信道跨信道頻譜圖

至于信道化儲(chǔ)頻后,寬、窄帶重構(gòu)信號(hào)的失真程度如何就需要進(jìn)行定量的評(píng)估。線(xiàn)性調(diào)頻信號(hào)的線(xiàn)性度可以反映DRFM系統(tǒng)的性能,其定義為偏離理想線(xiàn)性調(diào)頻的最大頻率值與其信號(hào)調(diào)頻帶寬的比值,表示為

(10)

式中:B是信號(hào)調(diào)頻帶寬;fe(t)為信號(hào)頻率偏離函數(shù),具體形式為fe(t)=fs(t)-f(t),其中fs(t)為實(shí)際信號(hào)的瞬時(shí)頻率函數(shù),f(t)為理想信號(hào)的頻率函數(shù)。

2 收發(fā)信道化技術(shù)仿真與分析

為驗(yàn)證所提偵察干擾一體化架構(gòu),采用Matlab軟件對(duì)信道化收發(fā)通道進(jìn)行建模仿真,并將信道化儲(chǔ)頻與直接儲(chǔ)頻方式進(jìn)行對(duì)比。設(shè)定采樣率為2 Gbps,量化位數(shù)為8 bit;采用均勻信道50%交疊的偶型排列,劃分信道數(shù)目為32個(gè),子信道帶寬為62.5 MHz;抽取因子為16。由于信號(hào)的共軛關(guān)系,只需考慮前16個(gè)信道。其中,部分信號(hào)覆蓋范圍如表1所示。

表1 部分信道劃分

信道化濾波器組的整體性能取決于低通原型濾波器?；谧罴驯平畲笞钚?zhǔn)則,通過(guò)Matlab的firpmord函數(shù)求出原型低通濾波器的階數(shù),兼顧性能和可實(shí)現(xiàn)性,取濾波器階數(shù)為224。濾波器通道截止頻率為31.25 MHz,阻帶截止頻率為62.5 MHz,阻帶插入損耗為60 dB。下文按照信道內(nèi)及跨信道兩種情況進(jìn)行仿真,每種情況下考慮不同的信號(hào)帶寬,并按照輸入信號(hào)信噪比為20 dB進(jìn)行仿真測(cè)試。

2.1 信道內(nèi)信號(hào)收發(fā)仿真

設(shè)輸入信號(hào)為線(xiàn)性調(diào)頻信號(hào),中心頻率為437.5 MHz,調(diào)頻帶寬為5 MHz,脈沖寬度為10 μs。采用直接儲(chǔ)頻方式,輸出信號(hào)頻譜與輸入信號(hào)頻譜基本一致,如圖7所示。

圖7 輸入信號(hào)及直接DRFM輸出信號(hào)頻譜

采用信道化進(jìn)行信號(hào)接收和儲(chǔ)頻輸出時(shí),經(jīng)仿真測(cè)試,輸入信號(hào)位于第8信道,中心頻率為437.89 MHz,頻率測(cè)量誤差很小;輸出信號(hào)頻譜如圖8所示,相對(duì)于直接儲(chǔ)頻輸出結(jié)果部分頻點(diǎn)處雜散降低;而在信道8內(nèi),重構(gòu)信號(hào)頻率變化曲線(xiàn)與理想頻率變化曲線(xiàn)非常接近,如圖9所示,只是在頻率低端受濾波器影響出現(xiàn)了跳變。

圖8 信道化DRFM輸出信號(hào)頻譜

圖9 信號(hào)線(xiàn)性度對(duì)比

當(dāng)輸入中心頻率為437.5 MHz、調(diào)頻帶寬為62.5 MHz的線(xiàn)性調(diào)頻信號(hào)時(shí),直接DRFM和信道化DRFM輸出信號(hào)頻譜如圖10所示。信道化DRFM輸出信號(hào)在頻譜中心處出現(xiàn)了約8 dB的凹陷,這是由于接收時(shí),信號(hào)部分頻譜泄露到了信道7和9,而合成干擾信號(hào)時(shí)將信道7、8、9數(shù)據(jù)同時(shí)做了逆信道化合成,導(dǎo)致出現(xiàn)了幅度相消的現(xiàn)象。

圖10 直接DRFM和信道化DRFM輸出信號(hào)頻譜圖

考慮多信號(hào)情況,當(dāng)輸入中心頻率分別為437.5 MHz、250 MHz、625 MHz,調(diào)頻帶寬為5 MHz的線(xiàn)性調(diào)頻信號(hào)時(shí),兩種儲(chǔ)頻方式下輸出的信號(hào)頻譜如圖11所示。當(dāng)外部存在多信號(hào)時(shí),信道化收發(fā)方式可對(duì)多個(gè)信號(hào)進(jìn)行正常儲(chǔ)頻,輸出信號(hào)頻譜與直接儲(chǔ)頻方式相同,但如僅需對(duì)其中一個(gè)信號(hào)進(jìn)行干擾時(shí),信道化儲(chǔ)頻方式能進(jìn)行針對(duì)性的儲(chǔ)頻,而不是將瞬時(shí)帶寬內(nèi)的信號(hào)都進(jìn)行無(wú)選擇的存儲(chǔ)。具體措施是通過(guò)第1.3節(jié)中所述方法判別真實(shí)信道號(hào),當(dāng)生成干擾信號(hào)時(shí)保留真實(shí)信道數(shù)據(jù)、同時(shí)將其他信道數(shù)據(jù)都置為0,逆信道化處理后信號(hào)頻譜如圖12所示。一方面,干擾信號(hào)頻譜與輸入信號(hào)非常吻合;另一方面,無(wú)用信號(hào)被剔除,干擾信號(hào)雜散也被大大降低。

圖11 多信號(hào)DRFM輸出頻譜

圖12 無(wú)用信號(hào)剔除后的頻譜圖

2.2 跨信道信號(hào)收發(fā)仿真

在第8信道和第9信道的交界處,輸入中心頻率為468.75 MHz的線(xiàn)性調(diào)頻信號(hào),脈沖寬度為10 μs,將調(diào)頻帶寬逐步從1 MHz變化為73 MHz,進(jìn)行仿真測(cè)試。當(dāng)帶寬較小時(shí),信號(hào)的線(xiàn)性度較高,最大頻率偏差也較小;隨著輸入信道帶寬增大,最大頻率偏差也隨之增加,如圖13所示。

圖13 最大頻差隨輸入帶寬的變化關(guān)系

考慮跨信道帶寬是60 MHz的情況,兩種儲(chǔ)頻方式下輸出信號(hào)頻譜對(duì)比如圖14所示。對(duì)比直接儲(chǔ)頻輸出信號(hào)頻譜,信道化儲(chǔ)頻輸出信號(hào)頻譜發(fā)生了畸變:高低兩端頻率處信號(hào)出現(xiàn)了5 dB以上的降低,而中心頻率處功率有所抬升。這主要是因?yàn)閷拵盘?hào)跨越了信道8和信道9,在信號(hào)開(kāi)始時(shí)刻信道8和信道9都能接收到信號(hào),區(qū)別在于:信道8中信號(hào)處于濾波器的通帶范圍內(nèi),接收信號(hào)功率大且信號(hào)相位線(xiàn)性變化,如圖15所示;信道9中信號(hào)由于處于濾波器邊緣,接收到的功率較低,相位為非線(xiàn)性變化，如圖16所示。信號(hào)結(jié)束時(shí)刻,兩信道情況相反。因此，在信號(hào)開(kāi)始和結(jié)束階段出現(xiàn)了信道8和信道9信號(hào)疊加相消的現(xiàn)象。而在信號(hào)中間階段,兩信道信號(hào)都是按相同趨勢(shì)線(xiàn)性變化,因此出現(xiàn)同相相加、功率增長(zhǎng)的現(xiàn)象。

圖14 直接DRFM和信道化DRFM輸出信號(hào)頻譜圖 (60 MHz 帶寬信號(hào)輸入)

圖15 信道8幅度頻率變化圖

圖16 信道9幅度頻率變化圖

當(dāng)輸入中心頻率為468.75 MHz、調(diào)頻帶寬為160 MHz的寬帶線(xiàn)性調(diào)頻信號(hào)時(shí),直接儲(chǔ)頻和信道化儲(chǔ)頻輸出信號(hào)頻譜對(duì)比如圖17所示。同理,由于信號(hào)跨越了信道6～信道9,不同信道信號(hào)參與了逆信道化綜合,導(dǎo)致幅頻圖上出現(xiàn)有規(guī)律的信號(hào)功率凹坑,凹坑底部距離峰值功率差值約8 dB。

圖17 直接DRFM和信道化DRFM輸出信號(hào)頻譜圖 (160 MHz 帶寬信號(hào)輸入)

由上述仿真結(jié)果可知,當(dāng)出現(xiàn)寬帶跨信道信號(hào)時(shí),不僅脈內(nèi)調(diào)制參數(shù)無(wú)法獲知,而且重構(gòu)的干擾信號(hào)頻譜也發(fā)生了畸變。如帶寬相對(duì)較小(不大于子信道帶寬),那么信號(hào)畸變較小;如帶寬跨越多個(gè)信道,那么信號(hào)畸變加大,頻譜功率損失較大。因此,根據(jù)仿真測(cè)試結(jié)果,可生成本文所提偵察干擾一體化方案的雙模式使用策略:偵察方面,信道化通道和并行變頻通道同時(shí)使用;干擾方面,當(dāng)信號(hào)帶寬大于信道化帶寬時(shí),采用并行變頻通道產(chǎn)生干擾信號(hào);當(dāng)信號(hào)帶寬小于等于信道化帶寬時(shí),采用信道化通道產(chǎn)生干擾信號(hào)。這樣,偵察時(shí)可同時(shí)滿(mǎn)足寬、窄帶雷達(dá)信號(hào)的參數(shù)測(cè)量要求;干擾時(shí)既可確保干擾信號(hào)的保真程度,又可進(jìn)行精準(zhǔn)化的儲(chǔ)頻,防止在射頻前端放大過(guò)程中因儲(chǔ)頻產(chǎn)生的無(wú)用頻譜分量而降低有效干擾信號(hào)的輻射功率。

3 結(jié) 論

本文提出的數(shù)字信道化和并行變頻雙模式偵察干擾方案,接收時(shí)兩模式同時(shí)工作,發(fā)射時(shí)兩模式協(xié)同工作,既能實(shí)現(xiàn)窄帶雷達(dá)信號(hào)的精細(xì)化測(cè)量和高保真干擾信號(hào)的重構(gòu)輸出,還能適應(yīng)大寬帶雷達(dá)信號(hào)的寬譜測(cè)量和無(wú)失真的干擾信號(hào)輸出,避免了信道化收發(fā)過(guò)程中所需的動(dòng)態(tài)信道重構(gòu)和信號(hào)綜合過(guò)程。