基于開口諧振環(huán)的毫米波差分移相器設計

周漢西，王 平，嚴仲明，王 豫

(西南交通大學 電氣工程學院，四川 成都 611756)

0 引言

近年來，隨著相控陣天線技術的迅速發(fā)展，其應用已深入軍事雷達、反恐安防及衛(wèi)星遙感等領域[1-2]。隨著先進微電子技術和集成工藝的不斷發(fā)展，相控陣天線正向毫米波及以上頻段發(fā)展，充分利用高頻段的豐富頻譜資源，以提升電子裝備性能[3]。移相器作為相控陣天線系統(tǒng)中的重要器件，其主要作用是改變電磁波的相位，從而控制天線波束方向。隨著相控陣系統(tǒng)向毫米波頻段的發(fā)展，對移相器的工作頻段、插入損耗及移相誤差等指標均提出了一定要求。

目前已實現的毫米波移相器主要基于半導體集成電路、液晶材料及超材料等技術路線。采用半導體集成電路設計的毫米波移相器尺寸小，工作頻段高，但其插入損耗普遍較大，耐受功率較小。文獻[4]介紹了一款采用COMS技術設計的毫米波移相器，其插入損耗可達7 dB。采用液晶材料設計制作的毫米波移相器插入損耗較小，但其移相誤差較大。文獻[5]采用液晶材料設計的毫米波移相器，其在30～32.5 GHz頻段內的最大移相誤差可達25.1°。文獻[6-7]分別介紹了兩款運用超材料技術設計的毫米波移相器，但該工作設計工藝復雜，難以滿足大規(guī)模相控陣系統(tǒng)集成應用需求。

本文采用開口諧振環(huán)結構(SRR)設計了一款基于微帶傳輸線的毫米波差分移相器，該移相器工作頻段為30～32 GHz，插入損耗小于1.4 dB，能實現22.5°、45°、90°差分移相，且仿真的最大移相誤差小于5°。該移相器具有插損低，移相誤差小及結構簡單,易制造等優(yōu)點。

1 移相器設計與分析

本文設計的毫米波移相器結構及等效電路如圖1所示。圖中，R為中心圓環(huán)半徑,W0為中心圓環(huán)寬度,W1、W2分別為微帶線寬度,L0為中心圓環(huán)圓心與開口諧振環(huán)圓心的距離。由圖1(a)可知，移相器的基本結構由一中心圓環(huán)和一組對稱的開口諧振環(huán)共同組成。圖1(b)中Y3部分表示中心圓環(huán)的等效電路，其中L、Cg分別為中心圓環(huán)的等效電感及電容。開口諧振環(huán)對應的等效電路由Y1、Y2部分表示，由等效電感LS及電容CSRR并聯組成。

圖1 移相器結構及等效電路

圖2為開口諧振環(huán)的結構示意圖和等效電路圖。圖中，w為開口諧振環(huán)環(huán)寬，g為環(huán)間距，r為開口諧振環(huán)半徑。開口諧振環(huán)的金屬部分可等效成電感Ls，兩環(huán)之間的間隙可等效成電容CSRR[8]。與兩環(huán)間的電容相比，兩個開口諧振環(huán)開口處的電容較小，可忽略。開口諧振環(huán)的環(huán)間電容在其開口處被分為上下兩部分，其電容值均為CS/2，該諧振環(huán)的總電容由兩者串聯所得，故總電容CSRR=CS/4。

圖2 開口諧振環(huán)結構及等效電路

圖1(b)電路的傳輸矩陣可表示為

(1)

式中：Y1=Y2=1/(jωLS)+jωCSRR;Y3=1/(jωL)+1/(jωCg)。

由傳輸矩陣可推導出移相器回波損耗：

(2)

式中Z0為特性阻抗。

將A、B、C、D的值代入式(2)，則有：

(3)

同樣，移相器插入損耗S21可表示為

(4)

將A、B、C、D的值代入式(4)，則有：

(5)

其相位可表示為

(6)

式中：a=1/(ωLS)-ωCSRR;b=1/(ωCg)-ωL。

由以上推導可看出，移相器結構決定了其對應等效電感及電容，從而進一步決定移相器的散射參數。其中心圓環(huán)半徑R是直接影響移相器工作性能的關鍵參數之一。圖3為保持開口諧振環(huán)半徑r=1 mm時,S11及S21隨R的變化。

圖3 r=1 mm時，S11及S21隨R的變化

由圖3(a)可看出，隨著R從1.6 mm增加至2.4 mm，S11均小于-15 dB，諧振點逐步向低頻端移動，當R>2 mm，S11將隨著R的增加而逐漸增大。由圖3(b)可知，隨著R的增加,S21在0.6 dB上下起伏，且其幅度逐漸增大。

保持R不變，改變r以實現一定梯度的輸出相位。選定其中一條相位曲線作為參考線，其余相位曲線與其差值即為差分移相Δθ，即：

Δθ=|Ang(S21)n-Ang(S21)0|

(7)

式中：Ang(S21)0為參考線的輸出相位;Ang(S21)n為第n條傳輸線的輸出相位。

經仿真發(fā)現，當Δθ越大，其對應的移相誤差也越大，且在R取值不同時，其移相誤差也不同。

令r=1 mm為參考線，改變r以實現90°移相。圖4為R分別取1.8 mm、2.0 mm、2.2 mm時對應的90°移相曲線。

圖4 不同R取值下的90°移相曲線

由圖4可看出，當R=1.8 mm時，其移相曲線呈現下降趨勢，誤差逐步增大；當R=2.2 mm時，其移相曲線呈上升趨勢，誤差逐步增大；當R=2 mm時，移相曲線較平穩(wěn)，誤差相對較小。

綜上分析可知,通過改變R可實現對移相器性能的優(yōu)化。為了使移相器在30～32 GHz工作頻段內保持相對較小的S11、較平穩(wěn)的S21及較小的移相誤差，最終R取值為2 mm。

圖5(a)為R=2 mm，r分別為1 mm、1.23 mm、1.43 mm、1.66 mm時所對應的相位曲線。圖5(b)為以r=1 mm為參考，其余傳輸線與其的差分移相。從圖5(b)可看出，該結構的移相器能實現22.5°、45°、90°且最大移相誤差小于5°的差分移相。

圖5 R=2 mm時不同r對應的相位及不同相角差分移相

2 移相器制作與測試

針對以上分析與仿真設計，對移相器樣品進行加工與測試。本次加工測試的移相器采用Rogers RT5880作為介質基板，其尺寸為30 mm×18 mm，其介電常數為2.2，損耗角正切為0.000 4，厚度為0.127 mm。

移相器結構尺寸為：W1=W2=0.39 mm，L0=5 mm，R=2 mm，W0=0.1 mm；w=0.16 mm，g=0.16 mm，r分別為1 mm、1.23 mm、1.43 mm、1.66 mm。加工出的實物如圖6所示。其中腔體材料采用鋁，表面電鍍0.5 μm金。連接器采用Gwave公司的2.92-KFD0405。

圖6 差分移相器實物圖

圖7為本文提出移相器的S參數仿真與實測對比。由圖可得出，該差分移相器的S21<1.4 dB，S11<-10 dB。測試結果表明,該移相器具有較低的損耗及較良好的透射性能。圖8為差分移相仿真與實測對比圖，由圖可知，該移相器能分別實現22.5°、45°、90°的差分移相。測試結果與仿真結果具有近似的變化趨勢，但由于加工和焊接產生的誤差及測試過程中電纜損耗帶來的誤差，測試結果與仿真結果有一定差異。

圖7 移相器的S參數仿真與實測對比

圖8 22.5°、45°、90°差分移相仿真與實測對比

3 結束語

本文提出了一種工作于30～32 GHz的毫米波差分移相器。該移相器尺寸為30 mm×18 mm×0.127 mm，由1個中心圓環(huán)和一組開口諧振環(huán)共同組成。隨著開口諧振環(huán)半徑的改變，依次實現了22.5°、45°、90°的差分移相，仿真的最大移相誤差小于5°。該組移相器具有結構簡單,易制造，插入損耗小，移相誤差小等優(yōu)點，具有一定的實際意義和工程價值。