水聲接收機前置放大電路噪聲分析與改進

石春華

(上海船舶運輸科學研究所有限公司 艦船自動化系統(tǒng)事業(yè)部，上海 200135)

0 引 言

運算放大器(以下簡稱“運放”)電路的輸出端噪聲通常會遭受多種因素的影響，主要包括運放芯片的電壓噪聲、外圍電路電阻的約翰遜噪聲、運放芯片的電流噪聲、供電電源耦合至輸出端的噪聲、源自空間電磁干擾的噪聲和源自地線環(huán)路的噪聲。近年來，研究人員針對現(xiàn)有的前置放大電路的供電電源及其走線進行優(yōu)化，取得了階段性的降噪效果，但沒有全面地分析其他噪聲源的影響。

為進一步改善水聲接收機前置放大電路的噪聲性能，本文主要基于噪聲原理，將現(xiàn)有電路轉(zhuǎn)化為等效噪聲模型，分析前置放大電路的各個噪聲源，并計算出總的輸出噪聲電壓，提出2種降低前置放大電路噪聲的方法。通過仿真對這2種方法的噪聲電壓密度、信噪比和信號放大倍數(shù)等進行比對，綜合考慮降噪性能和實際應用要求，選出更優(yōu)的方法。

1 運放電路噪聲模型

若要分析運放電路的輸出噪聲，必須評估電路各部分的噪聲貢獻情況，并確定噪聲主要類型。在忽略電源引入的噪聲源、空間電磁干擾產(chǎn)生的噪聲源和地線環(huán)路上的噪聲源的情況下，若只從電路原理的角度分析噪聲，則運放電路的噪聲主要是運放的電壓噪聲、電阻的約翰遜噪聲和運放輸入端的電流噪聲，常見的運放電路噪聲模型見圖1[2]。

圖1 常見的運放電路噪聲模型

1)結合圖1計算輸出端的總噪聲電壓密度RTO。

電阻的約翰遜噪聲為

(1)

運放的噪聲電壓VN和噪聲電流IN因運算放大器而異，可由運放的芯片手冊得到。

根據(jù)圖1，常見的運放電路的噪聲源主要有電阻的約翰遜噪聲、運放的電壓噪聲和運放各輸入端的電流噪聲等3個,等效至運放輸入端的電壓噪聲源的電壓密度如下。

(1)同相端的約翰遜噪聲為

(2)

(2)反相端的約翰遜噪聲為

(3)

(4)

(3)電流噪聲IN-在反相輸入端產(chǎn)生的噪聲電壓為

VN,IN-=IN-·(R1‖R2)

(5)

(4)電流噪聲IN+在同相輸入端產(chǎn)生的噪聲電壓為

VN,IN+=IN+·R3

(6)

由噪聲的疊加原理可知：各獨立噪聲源的噪聲電壓密度的“方和根”即為總噪聲電壓密度。由此，等效輸入端總噪聲電壓密度為

(7)

聯(lián)立式(2)～式(6)可得

(8)

由圖1得噪聲增益為

(9)

聯(lián)立式(8)和式(9)可得出輸出端總的噪聲電壓密度為

RTO=GN·RTI

(10)

2)計算輸出端的噪聲均方根值VRMS。

運放電路噪聲電壓密度與頻率的關系曲線見圖2[1]。

圖2 運放電路噪聲電壓密度與頻率的關系曲線

為獲得噪聲均方根值，需在頻率帶寬范圍內(nèi)對噪聲電壓密度曲線進行積分。曲線中噪聲分為1/f區(qū)域和白噪聲區(qū)域，鑒于現(xiàn)有的水聲接收機的工作區(qū)均在高頻區(qū)域，這里只考慮白噪聲的影響,則在帶寬區(qū)域(上限頻率fH至下限頻率fL)的輸出端，總的噪聲均方根值為

(11)

在測量電路噪聲時，fL的取值以0.1 Hz為下限，即fL≥0.1 Hz，低于0.1 Hz的噪聲通常認為是外界環(huán)境帶來的干擾，不作為考慮的對象。此外，運放組成的電路都有上限截止頻率，可將運放電路看成一臺1階低通濾波器，該上限截止頻率fb與運放的單位增益帶寬BUGBW和閉環(huán)增益Au有關，關系式[5]為

(12)

在理想的磚墻式濾波器模型下，運放電路的噪聲上限頻率fH=fb,但在實際電路中，理想的低通是不可能實現(xiàn)的，頻率高于fb的噪聲還是泄露到輸出端，實際的噪聲上限頻率fH應該是大于等于fb的，低通階數(shù)越高，fH越接近于fb，具體關系式為

fH=p·fb

(13)

式(13)中：p為系數(shù)，在1階電路中，p=1.57[4]。

2 現(xiàn)有前置放大電路噪聲分析

水聲接收機前置放大電路采用差分輸入、單端輸出的形式，同時在各輸入端前端添加了RC高通電路，詳細的電路圖見圖3。

在不接換能器的開環(huán)條件下，只從電路的角度分析噪聲，結合圖1所示噪聲模型，將圖3所示電路轉(zhuǎn)換為利于進行噪聲分析的等效模型電路，見圖4。

圖3 水聲接收機前置放大電路

圖4 前置放大電路的噪聲等效模型電路

圖4中的等效電阻分別為

Ra=R1+R3=6.60 kΩ

(14)

RC=R6=15.00 kΩ

(15)

Rb=(R2+R4)‖R5=4.58 kΩ

(16)

1)根據(jù)圖4和式(1)～式(6)，分別計算各噪聲源的噪聲電壓密度。

(1)同相端的約翰遜噪聲為

(17)

(2)反相端的約翰遜噪聲為

(18)

(19)

在計算約翰遜噪聲時，假設T為25 ℃條件下的熱力學溫度。

(3)電流噪聲IN-在反相輸入端產(chǎn)生的電壓噪聲為

(20)

(4)電流噪聲IN+在同相輸入端產(chǎn)生的電壓噪聲為

(21)

2)結合式(17)～式(21)的計算結果并將其代入式(7)中，可得等效輸入端總噪聲電壓密度為

(22)

(23)

聯(lián)立式(22)和式(23)，可得輸出端的總噪聲電壓密度為

(24)

結合Spice仿真軟件對前置放大電路輸出端噪聲進行模擬，得到前置放大電路輸出端噪聲電壓密度曲線見圖5。

圖5 前置放大電路輸出端噪聲電壓密度曲線

3)根據(jù)式(11)～式(13)計算輸出端的總均方根噪聲。

運放的單位增益帶寬BUGBW由芯片手冊中的增益與頻率的關系曲線得出。圖6為開環(huán)增益與頻率的關系曲線。

圖6 開環(huán)增益與頻率的關系曲線

圖6所示的單位增益帶寬BUGBW=26 MHz，噪聲的閉環(huán)增益GN=3.27,則噪聲上限頻率為

(25)

(26)

若輸入信號為20 mVP-P(即20 mV峰峰值，下同)，則輸出端信噪比SN=57.20 dB。

3 降低前置放大電路噪聲方法1

由上述噪聲分析可知，前置放大電路輸出端的噪聲電壓密度RTO主要與RTI和GN有關。在電路原理不變的情況下，考慮主要根據(jù)與RTI和GN有關的幾個變量設計降低RTO的方法。考慮到電路輸入端電阻平衡，同時為方便分析，令圖4中的Rb=Ra‖Rc，則式(8)可簡化為

(27)

圖7 輸入電壓密度RTI關于式(27)中Rb的函數(shù)曲線

綜上，輸出端的噪聲電壓密度可簡化為

(28)

適當增大R1的值能高效地降低RTO。利用Spice仿真軟件對電路進行噪聲分析，在輸入信號為80 kHz和20 mVP-P，并適當增大R1的情況下，觀察前置放大電路的噪聲電壓密度曲線的變化情況。

圖8 R1=10 kΩ時的輸出端電壓噪聲曲線

圖9 R1=60 kΩ時的輸出端電壓噪聲曲線

4 降低前置放大電路噪聲方法2

圖10 雙運放并聯(lián)降噪電路原理

圖11 雙運放前置放大電路噪聲電壓密度曲線

根據(jù)單運放前置放大電路原理，輸出端信號為輸入端的15倍，圖12為輸入信號為80 kΩ、20 mVP-P時的輸出信號，顯示雙運放時輸出端信號約為輸入端的13.5倍，略有減小，符合前置放大電路對信號放大倍數(shù)的要求，則該電路的信噪比SN=60.51 dB。綜上，雙運放的電路原理能有效實現(xiàn)對輸出端的降噪，但在實際應用過程中必然會增加電路的功耗、成本和電路復雜度。

圖12 輸入信號為80 kΩ、20 mVP-P時的輸出信號

5 2種降噪方法比對

在圖9和圖11所示仿真結果與計算結果中的信噪比基本一致的情況下，對2種降噪方法和原電路的噪聲性能進行比對，結果見表1。

表1 2種降噪方法與原電路的噪聲性能比對結果

由表1可知，采用2種降噪方法對電路進行改進，信噪比均比原電路提升3 dB以上。就降噪性能而言，方法2優(yōu)于方法1，其噪聲電壓的極點噪聲不到方法1的1/3，且不會引入過大的極點噪聲；就可行性而言，方法1對電路的改動最少，只需調(diào)整1個電阻的參數(shù)即可，有成本低、功耗小的優(yōu)點，而方法2采用雙運放，外圍電阻增多，不符合現(xiàn)有接收機多通道小型化的設計理念。綜合考慮降噪性能和實際應用要求，方法1更符合當前前置放大電路的需求。

6 結 語

本文主要是從水聲接收機前置放大電路原理的角度分析噪聲電壓，結合不同類型噪聲源的理論計算和仿真結果，給出了2種降噪方法?？紤]到水聲接收機前置放大電路是多通道的復雜電路，綜合權衡成本、功耗和降噪性能等因素，分析認為方法1更符合實際要求。當然，噪聲問題在實際電路系統(tǒng)中更為復雜，就水聲接收機而言，其前置放大電路的噪聲除了與本文所述噪聲源有關以外，還與供電電源的噪聲、輸入端傳感器走線工藝引入的噪聲和電路板空間輻射噪聲等外部噪聲相關，因此在改善噪聲時，電路外部的噪聲源同樣不能忽視，這也是未來接收機降噪研究的一個重要方向。