基于T 型諧振器的抗干擾矩形波導(dǎo)縫隙陣列天線設(shè)計(jì)

陳雪盟 梁仙靈* 張曉漢 李洪吉 耿軍平 金榮洪 汪偉

（1.上海交通大學(xué)，上海 200240；2.華東電子工程研究所，合肥 230088）

引言

隨著無線通信系統(tǒng)向小型化、多功能方向發(fā)展，為確保不同頻段的無線電終端能夠同時(shí)有效地工作，濾除來自其他終端的干擾顯得尤為重要.現(xiàn)有方法是在天線后端級(jí)聯(lián)濾波器來解決這些干擾問題[1-3].但級(jí)聯(lián)濾波器將占據(jù)通信系統(tǒng)一定的空間，不適合系統(tǒng)小型化發(fā)展.若將天線與濾波器融合，彼此共享體積，則可以在不增加天線尺寸的前提下提升系統(tǒng)的抗干擾能力.

波導(dǎo)縫隙陣列天線具有輻射效率高、功率容量大、機(jī)械強(qiáng)度好、天線剖面低等優(yōu)點(diǎn)，被廣泛應(yīng)用于無線通信、雷達(dá)系統(tǒng)等[4-9].目前波導(dǎo)縫隙陣列天線抗干擾的方法主要有兩種：第一種是將濾波器與波導(dǎo)縫隙陣列天線的饋電網(wǎng)絡(luò)融合設(shè)計(jì)[10-12].如文獻(xiàn)[10]中將消失模濾波器與脊波導(dǎo)縫隙陣列天線的饋電功分網(wǎng)絡(luò)融合設(shè)計(jì)，實(shí)現(xiàn)了高于30 dB 的帶外增益抑制；文獻(xiàn)[12]中將雙工器與多層波導(dǎo)縫隙陣列天線的饋電網(wǎng)絡(luò)融合設(shè)計(jì)，實(shí)現(xiàn)了高于50 dB 的帶外增益抑制.此種設(shè)計(jì)方法較為簡(jiǎn)單，不需要考慮引入的濾波結(jié)構(gòu)對(duì)天線輻射特性的影響，但一般適用于饋電網(wǎng)絡(luò)空間較大的陣列天線.

基于此，本文提出了一種基于T 型諧振器的抗干擾矩形波導(dǎo)縫隙陣列天線，在C 波段能夠高效輻射，在X 波段具有較好的抗干擾能力.與傳統(tǒng)矩形波導(dǎo)縫隙陣列天線相比較，本文設(shè)計(jì)天線抗干擾能力提升了32.2～69.3 dB.

1 基于T 型諧振器的矩形波導(dǎo)分析

本文通過在矩形波導(dǎo)下壁引入周期性的T 型諧振器來提升天線的抗干擾能力.圖1 給出基于T 型諧振器的矩形波導(dǎo)的結(jié)構(gòu)及其等效電路.如圖1(a)所示，T 型諧振器由一個(gè)厚度為t、長(zhǎng)度為l、寬度為w的薄矩形金屬膜片和一個(gè)直徑為D、高度為h的金屬圓柱組成，兩相鄰T 型諧振器間距為p.矩形波導(dǎo)的內(nèi)壁尺寸為a×b.每個(gè)T 型諧振器的矩形金屬膜片與波導(dǎo)的下壁之間可等效為電容C1，T 型諧振器的金屬圓柱可等效為與之并聯(lián)的電感L1；相鄰的T 型諧振器之間由于耦合作用形成耦合電容C2和耦合電感L2.因此，基于T 型諧振器的矩形波導(dǎo)可等效為圖1(b)所示的帶阻濾波電路.

圖1 基于T 型諧振器的矩形波導(dǎo)及其等效電路Fig.1 T-shaped resonator-based rectangular waveguide and its equivalent circuit

選擇標(biāo)準(zhǔn)波導(dǎo)BJ84 作為波導(dǎo)內(nèi)壁，尺寸為a×b=28.5 mm×12.6 mm.取T 型諧振器的尺寸為：t=0.5 mm，l=5.2 mm，w=10 mm，D=2 mm，h=2 mm，p=10 mm.觀察基于T 型諧振器的矩形波導(dǎo)的色散圖，如圖2所示.圖中顯示了波導(dǎo)中TE10模，TE11模和TE20模對(duì)應(yīng)的色散曲線.可見，在4.61～7.45 GHz，電磁波以TE10模在波導(dǎo)中傳播；在7.45～9.23 GHz，不存在傳播模式，則電磁波在波導(dǎo)內(nèi)不能傳播.將TE10模對(duì)應(yīng)的頻率范圍(f1,f2)定義為通帶，將電磁波不能傳輸?shù)念l率范圍(f2,f3)定義為阻帶.

圖2 基于T 型諧振器的矩形波導(dǎo)的色散圖Fig.2 Dispersion diagram of the T-shaped resonator-based rectangular waveguide

圖3 給出了T 型諧振器參數(shù)t、l、w、D、h、p的變化對(duì)通、阻帶分布情況的影響.一個(gè)參數(shù)變化時(shí)，其他參數(shù)取值不變.相比之下，參數(shù)t和p的變化對(duì)通、阻帶帶寬以及頻率范圍都影響較小；參數(shù)l、w和D的變化主要影響通帶帶寬以及阻帶的頻率范圍；參數(shù)h的變化對(duì)通、阻帶帶寬及頻率范圍都有顯著的影響.

圖3 通、阻帶分布隨T 型諧振器的不同參數(shù)變化Fig.3 Distributions of passband and stopband vary with different parameters of T-shaped resonator

具體地，圖3(a)中，隨著參數(shù)t從0.2 mm 增加到0.8 mm，波導(dǎo)的截止頻率f1從4.73 GHz 下降為4.57 GHz，通、阻帶交界頻率f2從7.74 GHz 下降為7.15 GHz，阻帶最高頻率f3從9.33 GHz 下降為9.15 GHz，對(duì)應(yīng)通帶帶寬由3.01 GHz 減小為2.58 GHz，阻帶帶寬由1.59 GHz 增大為2.00 GHz；圖3(b)中，隨著參數(shù)l從4.0 mm 增加到6.4 mm，波導(dǎo)的截止頻率f1從4.74 GHz 下降為4.59 GHz，通、阻帶交界頻率f2從8.04 GHz 下降為6.78 GHz，阻帶最高頻率f3從9.70 GHz 下降為8.97 GHz，對(duì)應(yīng)通帶帶寬由3.30 GHz 減小為2.19 GHz，阻帶帶寬由1.66 GHz 增大為2.19 GHz；圖3(c)中，隨著參數(shù)w從8.5 mm 增加到11.5 mm，波導(dǎo)的截止頻率f1從4.72 GHz 下降為4.58 GHz，通、阻帶交界頻率f2從7.96 GHz 下降為6.94 GHz，阻帶最高頻率f3從9.80 GHz 下降為8.82 GHz，對(duì)應(yīng)通帶帶寬由3.24 GHz 減小為2.36 GHz，阻帶帶寬由1.84 GHz 增大為1.88 GHz；圖3(d)中，隨著參數(shù)D從1.2 mm 增加到2.8 mm，波導(dǎo)的截止頻率f1從4.59 GHz 上升為4.69 GHz，通、阻帶交界頻率f2從6.47 GHz 上升為8.10 GHz，阻帶最高頻率f3從8.38 GHz 上升為10.08 GHz，對(duì)應(yīng)通帶帶寬由1.88 GHz 增大為3.41 GHz，阻帶由1.91 GHz 增大為1.98 GHz；圖3(e)中，隨著參數(shù)h從1.0 mm 增加到3.5 mm，波導(dǎo)的截止頻率f1從4.98 GHz 下降為4.13 GHz，通、阻帶交界頻率f2從9.32 GHz 下降為5.87 GHz，阻帶最高頻率f3從10.26 GHz 下降為8.90 GHz，對(duì)應(yīng)通帶帶寬由4.34 GHz 減小為1.74 GHz，阻帶帶寬由0.94 GHz 增大為3.03 GHz；圖3(f)中，隨著參數(shù)p從8.0 mm 增加到11.5 mm，波導(dǎo)的截止頻率f1從4.61 GHz上升為4.70 GHz，通、阻帶交界頻率f2從7.25 GHz上升為7.45 GHz，阻帶最高頻率f3從9.56 GHz 下降為9.13 GHz，對(duì)應(yīng)通帶帶寬由2.64 GHz 增大為2.75 GHz，阻帶帶寬由2.31 GHz 減小為1.68 GHz.根據(jù)以上參數(shù)分析，可以根據(jù)不同需求通過調(diào)整T 型諧振器的參數(shù)l、w、D、h調(diào)控通、阻帶的分布.

進(jìn)一步，對(duì)比基于T 型諧振器的矩形波導(dǎo)與傳統(tǒng)矩形波導(dǎo)在5.8 GHz(通帶內(nèi))和8.5 GHz(阻帶內(nèi))處的電場(chǎng)分布，結(jié)果如圖4 所示.5.8 GHz 處，兩波導(dǎo)的電場(chǎng)都沿傳播方向呈現(xiàn)周期性，但顯然基于T 型諧振器的矩形波導(dǎo)的波長(zhǎng)更短，呈現(xiàn)慢波特性.8.5 GHz 處，傳統(tǒng)波導(dǎo)的內(nèi)部電場(chǎng)仍均勻分布，而基于T 型諧振器的矩形波導(dǎo)的內(nèi)部電場(chǎng)沿傳播方向衰減，呈現(xiàn)濾波特性.此外，在輸入功率均為1 W 時(shí)，兩波導(dǎo)在5.8 GHz 處的最大場(chǎng)強(qiáng)分別為5 576.0 V/m(基于T 型諧振器的矩形波導(dǎo))和6 462.0 V/m(傳統(tǒng)矩形波導(dǎo)).可見，加載T 型諧振器在一定程度上降低了波導(dǎo)傳輸線的功率容量，考慮波導(dǎo)縫隙天線的功率容量主要受限于饋電部分，因此加載T 型諧振器對(duì)波導(dǎo)縫隙天線的功率容量影響很小.

圖4 基于T 型諧振器的矩形波導(dǎo)和傳統(tǒng)矩形波導(dǎo)在5.8 GHz 和8.5 GHz 處的內(nèi)部電場(chǎng)分布Fig.4 Inner electric field distributions at 5.8 GHz and 8.5 GHz of the T-shaped resonator-based and traditional rectangular waveguides

圖5 對(duì)比了基于1 個(gè)、4 個(gè)、8 個(gè)、16 個(gè)T 型諧振器的矩形波導(dǎo)與傳統(tǒng)矩形波導(dǎo)的傳輸系數(shù)，波導(dǎo)內(nèi)壁尺寸、波導(dǎo)長(zhǎng)度、諧振器的尺寸、周期都與圖4一致，諧振器加載在波導(dǎo)下壁的中間位置.由圖5 可知，加載T 型諧振器使波導(dǎo)的截止頻率下降，且諧振器的數(shù)量越多，截止頻率越低，最終由5.3 GHz(傳統(tǒng)矩形波導(dǎo))左右下降為4.7 GHz 左右(加載16 個(gè)T 型諧振器).在5.6～6.9 GHz，傳統(tǒng)矩形波導(dǎo)的傳輸系數(shù)為-0.23 dB.加載T 型諧振器引入了一定插損，使矩形波導(dǎo)的傳輸系數(shù)下降，且隨著諧振器數(shù)量的增多，插入損耗由0.31 dB(加載1 個(gè)T 型諧振器)增大為0.85 dB(加載16 個(gè)T 型諧振器).在7.8～9.4 GHz，隨著諧振器數(shù)量增加，傳輸系數(shù)大幅下降，基于16 個(gè)T 型諧振器的矩形波導(dǎo)的傳輸系數(shù)小于-100 dB，在此頻段內(nèi)電磁波的傳播得到有效抑制.與色散曲線計(jì)算得到的阻帶(7.45～9.23 GHz)頻率范圍存在一些差異，這是因?yàn)樯⑶€計(jì)算的是無限長(zhǎng)的周期結(jié)構(gòu)，而傳輸系數(shù)計(jì)算的是有限長(zhǎng)波導(dǎo).

彌勒壩水庫坐落于云南省怒江州蘭坪縣境內(nèi)，是一座以農(nóng)業(yè)灌溉供水和農(nóng)村安全飲水為主，兼顧城鎮(zhèn)生活供水、下游生態(tài)用水的?。?）型水利樞紐工程。水庫樞紐主要由攔河壩、岸邊溢洪道和輸水洞（兼導(dǎo)流洞）組成。攔河壩為碾壓式瀝青混凝土心墻分區(qū)壩，壩長(zhǎng)219m，最大壩高54.7m，總庫容497.5萬m3。

圖5 基于T 型諧振器的矩形波導(dǎo)與傳統(tǒng)矩形波導(dǎo)的傳輸系數(shù)Fig.5 Transmission coefficients of the T-shaped resonatorbased rectangular waveguide and traditional waveguide

圖6 給出了基于T 型諧振器的矩形波導(dǎo)在5.8 GHz 處上表面內(nèi)壁電流分布情況.其上表面內(nèi)壁電流與傳統(tǒng)矩形波導(dǎo)的分布情況類似，可以根據(jù)傳統(tǒng)矩形波導(dǎo)縫隙陣列天線的設(shè)計(jì)方法在它的上壁切割交錯(cuò)縱縫實(shí)現(xiàn)能量輻射[16].

圖6 基于T 型諧振器的矩形波導(dǎo)的上表面內(nèi)壁電流分布Fig.6 Inner upper current distribution of the T-shaped resonator-based rectangular waveguide

2 天線結(jié)構(gòu)與仿真結(jié)果分析

2.1 天線結(jié)構(gòu)

抗干擾矩形波導(dǎo)縫隙陣列天線的結(jié)構(gòu)如圖7(a)所示.T 型諧振器的尺寸仍選擇：t=0.5 mm，l=5.2 mm，w=10 mm，D=2 mm，h=2 mm，p=10 mm.波導(dǎo)內(nèi)壁寬度為a，高度為b，壁厚為t1.在波導(dǎo)上壁切割四個(gè)間距相等、交錯(cuò)排布的縱縫實(shí)現(xiàn)能量輻射.縫隙長(zhǎng)度為ls，寬度為ws，與波導(dǎo)中心線的偏移距離為d，兩相鄰縫隙中心間距為λg/2.λg為天線工作中心頻率的波導(dǎo)波長(zhǎng).天線利用階梯狀金屬塊實(shí)現(xiàn)阻抗匹配，并通過SMA 同軸探針進(jìn)行饋電，接頭的外導(dǎo)體與波導(dǎo)下表面相連接，內(nèi)導(dǎo)體通過階梯狀金屬匹配塊與波導(dǎo)上表面連接.同時(shí)，設(shè)計(jì)一個(gè)傳統(tǒng)矩形波導(dǎo)縫隙陣列天線作為參考天線，參考天線的結(jié)構(gòu)如圖7(b)所示.兩天線的參數(shù)取值如表1 所示.

圖7 抗干擾天線和參考天線結(jié)構(gòu)圖Fig.7 Configuration of the anti-interference and the reference antennas

表1 抗干擾天線與參考天線參數(shù)取值Tab.1 Dimensions of the anti-interference and reference antennas mm

2.2 仿真結(jié)果分析

圖8 比較了抗干擾天線與參考天線仿真的端口反射系數(shù).抗干擾天線與參考天線的-10 dB 阻抗帶寬分別為8.7% (5.5～6.0 GHz)和10.3% (5.5～6.1 GHz).圖9(a)、(b)為兩天線在工作中心頻率5.8 GHz 處E 面、H 面遠(yuǎn)場(chǎng)輻射方向圖.可以看出，抗干擾天線與傳統(tǒng)矩形波導(dǎo)縫隙陣列天線具有相似的輻射特性.此外，抗干擾天線的E 面方向圖主瓣寬度略寬于參考天線，這是由于其波導(dǎo)內(nèi)壁寬度a更小.

圖8 抗干擾天線與參考天線仿真的端口反射系數(shù)Fig.8 Simulated reflection coefficients of the anti-interference and reference antennas

圖9 抗干擾天線與參考天線5.8 GHz 處的遠(yuǎn)場(chǎng)輻射方向圖Fig.9 Simulated radiation patterns at 5.8 GHz of the antiinterference and reference antennas

圖10 比較了兩天線在5～10 GHz 的仿真增益曲線.在-10 dB 阻抗帶寬范圍內(nèi)，抗干擾天線和參考天線的增益分別為11.7～12.9 dBi 和12.6～13.2 dBi.抗干擾天線整體的增益較低，這是由于其口徑面積只有參考天線的二分之一.天線效率e一般用下面的公式計(jì)算[17]：

式中：G表示天線的增益；D表示天線的方向性系數(shù)；λ 為自由空間波長(zhǎng)；Ae為天線有效口徑，

抗干擾天線在-10 dB 阻抗帶寬內(nèi)的效率為75.5%～89.1%，參考天線為70.9%～74.3%.可見，抗干擾天線具有更高的效率，主要原因是陣列縫隙分布更加緊湊，由此帶來的口徑效率提升足以抵消加載T 型諧振器引入的插損.

從圖10 還可以看出，抗干擾天線在7.8～9.4 GHz 的增益為-77.0～-48.3 dBi，參考天線在此頻帶內(nèi)的增益為-18.3～7.6 dBi.相比于參考天線，抗干擾天線在7.8～9.4 GHz 增益降低了32.2～69.1 dB.

3 測(cè)試結(jié)果與誤差分析

為了驗(yàn)證設(shè)計(jì)的抗干擾矩形波導(dǎo)縫隙陣列天線的性能，對(duì)圖7(a)中的抗干擾天線進(jìn)行了加工測(cè)試.天線的制作材質(zhì)為鑄造鋁合金ALSi10Mg，加工方法為3D 金屬打印技術(shù).相對(duì)于傳統(tǒng)的機(jī)加工技術(shù)，3D 金屬打印技術(shù)成本低，適合加工復(fù)雜結(jié)構(gòu).天線的加工實(shí)物如圖11 所示，天線的外場(chǎng)測(cè)試環(huán)境及測(cè)試裝置如圖12 所示.

圖11 抗干擾天線加工實(shí)物圖Fig.11 Fabricated anti-interference antenna

圖12 天線外場(chǎng)測(cè)試環(huán)境及測(cè)試裝置Fig.12 Antenna open field measuring environment and measuring devices

抗干擾天線端口反射系數(shù)的仿真和測(cè)試結(jié)果如圖13 所示.天線測(cè)試的-10 dB 阻抗帶寬為5.5～6.1 GHz.在7.9～9.6 GHz 的頻帶內(nèi)，天線的端口反射系數(shù)接近0 dB，此時(shí)能量幾乎完全被反射，對(duì)應(yīng)天線的增益抑制頻帶.相對(duì)于仿真結(jié)果，抑制頻帶向高頻稍微偏移，這主要是T 型諧振器的尺寸加工誤差引起.

圖13 抗干擾天線仿真和測(cè)試的端口反射系數(shù)Fig.13 Simulated and measured reflection coefficients of the anti-interference antenna

抗干擾天線在5.6 GHz、5.8 GHz 和6.0 GHz 處的仿真和測(cè)試H 面遠(yuǎn)場(chǎng)輻射方向圖分別如圖14 所示.測(cè)試結(jié)果和仿真結(jié)果呈現(xiàn)良好的一致性，天線的交叉極化電平比主極化電平低38 dB 以上.

圖14 抗干擾天線仿真和測(cè)試的H 面輻射方向圖Fig.14 Simulated and measured H-plane radiation patterns of the anti-interference antenna

圖15 給出了抗干擾天線的仿真和測(cè)試增益曲線對(duì)比.在-10 dB 阻抗帶寬范圍內(nèi)，抗干擾天線測(cè)試的增益為11.5～12.8 dBi，對(duì)應(yīng)天線效率為72.1%～87.3%.測(cè)試增益比仿真增益(11.7～12.9 dBi)略低，主要原因?yàn)?D 打印的金屬表面粗糙度較大，引起損耗.此外，在7.9～9.6 GHz，抗干擾天線增益低于-43.6 dBi，相對(duì)于工作頻帶實(shí)現(xiàn)了高于56.4 dB 的增益抑制.

圖15 抗干擾天線仿真和測(cè)試的增益曲線Fig.15 Simulated and measured realized gains of the antiinterference antenna

表2 對(duì)比了本文設(shè)計(jì)的與已有相關(guān)文獻(xiàn)中的抗干擾波導(dǎo)縫隙陣列天線的性能，其中，抑制水平為工作頻帶內(nèi)最大增益與抑制頻帶內(nèi)天線增益的差值，效率為工作頻帶內(nèi)測(cè)試的最大天線效率.顯然，與文獻(xiàn)[10,12]相比較，本文設(shè)計(jì)天線采用在輻射縫隙波導(dǎo)中融合設(shè)計(jì)濾波結(jié)構(gòu)的方法，結(jié)構(gòu)更加緊湊；與文獻(xiàn)[13-15]相比較，本文設(shè)計(jì)天線效率更高，具有更寬的抑制頻帶帶寬，以及更強(qiáng)的抗干擾能力.

表2 抗干擾波導(dǎo)縫隙陣列天線性能對(duì)比Tab.2 Comparison with other anti-interference antennas

4 結(jié)論

本文提出了一種基于T 型諧振器的抗干擾矩形波導(dǎo)縫隙陣列天線.通過在四縫隙矩形波導(dǎo)縫隙陣列天線的下壁引入周期性的T 型諧振器，提升了天線的抗干擾能力.該天線的實(shí)測(cè)阻抗帶寬達(dá)到10.3%(5.5～6.1 GHz)，效率超過72.1%，在此頻帶內(nèi)具有和傳統(tǒng)矩形波導(dǎo)縫隙陣列天線相似的輻射特性；同時(shí)對(duì)抑制頻帶(7.9～9.6 GHz)內(nèi)的能量抑制水平高達(dá)56.4～80.5 dB.與現(xiàn)有文獻(xiàn)中的抗干擾天線相比，本文所提出的天線具有更寬的抑制頻帶帶寬以及更強(qiáng)的抗干擾能力.通過調(diào)整T 型諧振器的尺寸，可以調(diào)節(jié)天線的工作頻帶和抑制頻帶，滿足不同的實(shí)際需求.