平衡式并發(fā)雙波段功率放大器的設(shè)計與實現(xiàn)

南敬昌 李政 盧永 王姝婷

（遼寧工程技術(shù)大學(xué)電子與信息工程學(xué)院,葫蘆島 125105）

引言

無線通信技術(shù)發(fā)展速度快，影響范圍廣，而功率放大器(以下簡稱功放)是無線通信系統(tǒng)中的核心部件之一，影響著系統(tǒng)的整體性能[1].隨著技術(shù)的發(fā)展，通信標準也日新月異.由于通信標準不一致，導(dǎo)致出現(xiàn)多個系統(tǒng)共存的現(xiàn)象，造成了資源浪費[2].而傳統(tǒng)的寬帶結(jié)構(gòu)功放已經(jīng)無法滿足如今的頻率跨度和高效率的要求，因此能夠進行多標準、多模式工作的功放就顯得尤為重要[3].此外，GSM 頻段為國際電信聯(lián)盟指定的蜂窩式無線通信系統(tǒng)的頻段，其中GSM900為應(yīng)用最廣泛的頻段，被應(yīng)用在世界絕大部分區(qū)域；中國移動主管部門主導(dǎo)發(fā)展的TD-LTE 技術(shù)在數(shù)據(jù)傳輸速率、頻譜利用率等方面具有非常顯著的優(yōu)勢，成為攻克5G 的有力技術(shù)武器之一[4].社會的發(fā)展對通信技術(shù)提出了更高的要求和挑戰(zhàn)，所以研發(fā)一款同時具有GSM900 和TD-LTE 優(yōu)勢并且能夠兼容GSM 900 和TD-LTE 通信標準的功放就變得尤為重要.并發(fā)雙波段功放成為解決上述問題的首要選擇，它能夠覆蓋多個通信頻段，從而使得一個通信系統(tǒng)可以兼容多種通信標準，為解決頻譜資源匱乏的問題提供了新的思路.

避免調(diào)制效應(yīng)的影響是并發(fā)雙波段功放研究的重點與難點之一.當(dāng)雙頻信號同時對功放進行激勵時，兩個頻率的信號會互相影響，發(fā)生調(diào)制，此時匹配網(wǎng)絡(luò)與輸入信號不再適配，直接導(dǎo)致反射損耗增大，效率較低，甚至失去穩(wěn)定性、燒毀器件等一系列不良后果.

文獻[5]中Keshavarz 等人提出的Doherty 雙波段功放兩個頻段跨度較小，依靠隔離結(jié)構(gòu)實現(xiàn)兩個波段的正常工作，但是電路復(fù)雜，輸出功率較低，帶負載能力弱.文獻[6]利用PIN 開關(guān)實現(xiàn)三個頻段的可重構(gòu)，缺點是無并發(fā)功能且不能有效避免調(diào)制效應(yīng)導(dǎo)致的不良后果.文獻[7]中Bassem M Abdelrahman等人在2017 年提出的多波段功放可以在三個頻段工作，但是由于反相網(wǎng)絡(luò)和相位偏移線的加入，使得求解過程復(fù)雜，且在每個頻段的工作帶寬均小于100 MHz，使用范圍受限，不滿足當(dāng)今通信系統(tǒng)的發(fā)展要求.

為了能夠兼容GSM900 和TD-LTE 兩種不同的通信標準，本文提出一款工作在900 MHz 和2.6 GHz的平衡式并發(fā)雙波段功放，利用平衡結(jié)構(gòu)能夠優(yōu)化匹配特性，改善調(diào)制效應(yīng)所導(dǎo)致的失配問題，改善輸出、輸入端口的駐波情況，提升工作頻段上的性能以及穩(wěn)定性；此外，本文采用中頻失配的方法使得電路在兩個工作頻段之間出現(xiàn)傳輸零點，增加其隔離度.本設(shè)計使用安捷倫公司的射頻電路仿真軟件ADS、CGH40010F 晶體管、Rogers4350b 板材進行電路仿真設(shè)計與實物制作，實測與仿真結(jié)果相差較小，具有一致性，說明本設(shè)計能夠在兩個頻段同時實現(xiàn)高效率、大功率輸出，輸入、輸出端的駐波系數(shù)水平較低，同時也證明了平衡結(jié)構(gòu)是改善并發(fā)雙波段功放調(diào)制效應(yīng)的有效方法.

1 平衡式功放

1.1 平衡式功放原理

功放作為無線通信系統(tǒng)最重要的部件之一，在設(shè)計時一般按照最大功率輸出的原則進行阻抗匹配.但由于輸入信號的特點，雙波段功放很難做到阻抗的絕對匹配，必然會由于阻抗的不連續(xù)性產(chǎn)生信號反射以及激蕩，系統(tǒng)整體的性能直線下降，甚至?xí)捎谧杩故錈龎钠骷瓜到y(tǒng)癱瘓.使用平衡式功放結(jié)構(gòu)可以有效改善上述情況，從兩路支路功放輸入/輸出端反射的信號分量被耦合器的負載電阻所吸收，改善阻抗匹配效果，減小能量損耗，提升電路穩(wěn)定性并提升效率.

平衡式功放屬于功率合成技術(shù)的范疇，如圖1所示，它由兩個相同的支路放大電路和兩個耦合器構(gòu)成[8].其中，耦合器對信號進行功率分配與合成，并且起到隔離反射信號的作用.

圖1 平衡式功放的結(jié)構(gòu)圖Fig.1 Structure diagram of balanced amplifier

平衡結(jié)構(gòu)的輸入輸出理想駐波比(voltage standing wave ratio,VSWR)為1，能夠明顯改善駐波性能特點.發(fā)生阻抗失配時，信號傳輸?shù)绞浣缑鏁r，由于耦合器的存在，會產(chǎn)生90°相位差，因失配產(chǎn)生信號反射將再次疊加90°相位差，從而將調(diào)制效應(yīng)導(dǎo)致失配的輸入信號抵消；而未失配的信號分量能夠順利通過阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)進行放大輸出，以此改善匹配特性，提升了系統(tǒng)的穩(wěn)定性.此外，由于平衡結(jié)構(gòu)為雙晶體管結(jié)構(gòu)，使得功放能夠以較高的功率輸出.

1.2 并發(fā)雙波段3 dB 定向耦合器

本文基于傳統(tǒng)3 dB 分支線定向耦合器，提出一款基于π 型結(jié)構(gòu)的并發(fā)雙波段3 dB 定向耦合器.傳統(tǒng)的3 dB 分支線定向耦合器由兩對特征阻抗不同的四分之一波長微帶線構(gòu)成，受限于阻抗匹配性質(zhì)，只能工作在一個較窄的頻段及其奇次諧波處[9].本設(shè)計提出的并發(fā)雙波段3 dB 定向耦合器通過π 型阻抗變換器實現(xiàn)任意頻率的兩個不同阻抗變換，如圖2所示，它由一對終端短路的枝節(jié)和一段傳輸線組成，此結(jié)構(gòu)在一定的條件下可以等效為一段四分之一波長微帶線[10].

圖2 π 型阻抗變換器結(jié)構(gòu)圖Fig.2 Structure diagram of π-type impedance converter

本設(shè)計采用添加短路微帶枝節(jié)的方式與90°微帶線等價，實現(xiàn)雙頻阻抗變換器的設(shè)計，其結(jié)構(gòu)如圖3所示[11].

圖3 并發(fā)雙波段3 dB 定向耦合器結(jié)構(gòu)圖Fig.3 Structure diagram of dual-band 3 dB coupler

理想條件下，信號從端口1 輸入耦合器中，將被按比例分配至端口2 和端口4 輸出，信號從端口2 輸出會比端口4 輸出相位提前90°.由于該結(jié)構(gòu)的耦合器具有嚴格的對稱性，所以輸入端口被反射的信號將通過端口3 被負載電阻吸收，避免對信號產(chǎn)生影響[12].綜合上述分析可知，將該雙波段3 dB 定向耦合器運用于平衡式雙波段功放中，即使兩路放大電路的輸入/輸出端有較強的反射信號，也會被耦合器的負載電阻吸收，從而很大程度上降低駐波系數(shù)，提升電路的穩(wěn)定性[13].

運用ADS 軟件對提出的并發(fā)雙波段3 dB 定向耦合器結(jié)構(gòu)進行仿真，電路圖和仿真結(jié)果分別如圖4和圖5 所示.從圖5 的S 參數(shù)仿真結(jié)果分析可知：在900 MHz 處，該耦合器的S11達到–48.7 dB，S21和S31分別為-2.98 dB 和-3.12 dB；在2.6 GHz 處，該耦合器的S11達到-23.95 dB，S21和S31分別為-3.21 dB和-3.07 dB，表明本文提出的并發(fā)雙波段3 dB 定向耦合器在兩個頻段上都有較好的耦合度、隔離度，能夠與平衡式放大器相適配.

圖4 并發(fā)雙波段3 dB 定向耦合器電路圖Fig.4 Circuit diagram of concurrent dual-band 3 dB coupler

圖5 并發(fā)雙波段3 dB 定向耦合器仿真結(jié)果Fig.5 Simulation results of concurrent dual-band 3 dB coupler

2 并發(fā)雙波段支路放大電路設(shè)計

2.1 并發(fā)雙波段功放原理

隨著通信技術(shù)的發(fā)展，通信標準也日新月異，傳統(tǒng)的通信系統(tǒng)無法兼容不同通信標準，不僅提高了通信系統(tǒng)的成本，而且還對通信系統(tǒng)的可靠性產(chǎn)生了威脅，因此能夠兼容不同通信標準的通信系統(tǒng)變得越來越重要.多波段功放是指一種能夠同時兼容多個頻點或者頻段信號，并對其起到放大作用的功放，是多標準通信系統(tǒng)的核心部件.此種功放的輸入、輸出匹配電路是基于并發(fā)結(jié)構(gòu)進行設(shè)計的.與單頻點功放相比，多波段并發(fā)結(jié)構(gòu)能夠同時工作在多個頻段，節(jié)約成本；與可重構(gòu)技術(shù)相比，多波段并發(fā)結(jié)構(gòu)無需射頻開關(guān)切換工作狀態(tài)，并且易于實現(xiàn)小型化，對未來小型化高性能的無線通信技術(shù)具有重要的意義.

本文提出一款基于T 型和π 型的阻抗變換器，并在這種結(jié)構(gòu)的基礎(chǔ)上改進了傳統(tǒng)功放的偏置電路和匹配電路，其結(jié)構(gòu)如圖6 所示.

圖6 并發(fā)雙波段功放結(jié)構(gòu)框圖Fig.6 Structure diagram of concurrent dual-band amplifier

2.2 并發(fā)雙波段匹配電路設(shè)計

實現(xiàn)雙波段阻抗匹配需要依賴于雙波段阻抗變換器.本文在輸出匹配網(wǎng)絡(luò)部分采用π 型阻抗變換器的基礎(chǔ)上引入T 型結(jié)構(gòu)，結(jié)構(gòu)如圖7 所示.

圖7 雙波段阻抗變換器結(jié)構(gòu)圖Fig.7 Structure diagram of dual-band impedance converter

該雙頻阻抗變換器可實現(xiàn)兩個不同工作頻率的不同復(fù)數(shù)阻抗到相同實數(shù)阻抗的變換.首先利用微帶線A 將不同頻率的復(fù)數(shù)阻抗轉(zhuǎn)化為實部相同的復(fù)數(shù)阻抗.假設(shè)晶體管在f1、f2頻率處對應(yīng)的阻抗分別為：

根據(jù)傳輸線理論得，ZS1和ZS2經(jīng)過微帶線A 后的阻抗為

式中：ZA和θA分別代表微帶線A 的特性阻抗和電長度；ZS為不同頻率下對應(yīng)的輸入阻抗值.微帶線A 要取消阻抗值與頻率之間的依賴性，則需要滿足條件：

若微帶線A 同時滿足式(1)～(5)，則ZS1和ZS2將被轉(zhuǎn)化為實部相同的復(fù)數(shù)阻抗.此外，利用微帶線B、C 組成雙邊帶結(jié)構(gòu)將不同頻率下ZO(f)對應(yīng)的虛部進行抵消.假設(shè)Bx1和Bx2分別為經(jīng)過微帶線A 后f1、f2對應(yīng)的復(fù)數(shù)阻抗的虛部，若要抵消兩者的虛部，則需要Bx1和Bx2為0，此時需滿足條件：

聯(lián)立式(6)～(8)，解得微帶線B、C 之間的關(guān)系式：

此時虛部被抵消，成為已將雙頻阻抗轉(zhuǎn)化為相同的實數(shù)阻抗ZM.隨后將ZM輸入到π 型阻抗變換器中，通過在π 型結(jié)構(gòu)枝節(jié)上并聯(lián)一段短路枝節(jié)微帶線來降低或除掉兩個頻率對變換后阻抗值的影響，從而通過π 型阻抗變換器實現(xiàn)與晶體管的阻抗匹配.

使用ADS 對匹配電路進行設(shè)計和仿真，通過雙向牽引得晶體管的最佳阻抗如表1 所示.

表1 晶體管最佳輸入/輸出阻抗Tab.1 Transistor optimum input/output impedance

以獲得最大輸出功率為目的，將負載阻抗進行共軛匹配，在ADS 搭建的阻抗匹配電路仿真如圖8所示，仿真結(jié)果如圖9 所示.

圖8 雙波段阻抗匹配電路Fig.8 Circuit diagram of dual-band impedance matching

圖9 輸入和輸出匹配電路仿真結(jié)果Fig.9 Simulation results of input and output matching circuit

從圖8 電路圖可知，兩個頻率對應(yīng)的不同阻抗共用同一個匹配網(wǎng)絡(luò)，保證了匹配網(wǎng)絡(luò)參數(shù)不變的前提下實現(xiàn)不同阻抗的匹配.對上述匹配電路進行單音激勵仿真，從圖9 的仿真結(jié)果看出：在900 MHz和2.6 GHz 附近輸入匹配電路和輸出匹配電路的S21都接近理想值0，輸出匹配電路的S11在900 MHz和2.6 GHz 處分別達到了–40 dB 和–37.36 dB，輸入匹配電路的S11在900 MHz 和2.6 GHz 處分別達到了–33 dB 和–34.5 dB，且每個頻帶均能達到200 MHz以上的工作帶寬，說明該匹配網(wǎng)絡(luò)性能較好，對電路中信號損耗較小，能夠?qū)崿F(xiàn)900 MHz 和2.6 GHz 的阻抗匹配.

2.3 偏置電路設(shè)計

偏置電路為功放提供直流能量的同時確定晶體管的靜態(tài)工作點，傳統(tǒng)的偏置電路在四分之一波長微帶線和高低電容濾波網(wǎng)絡(luò)的基礎(chǔ)上進行設(shè)計，適用帶寬較小，難以與頻率跨度較大的功放匹配，故本設(shè)計使用雙波段漏極偏置電路和超寬帶柵極電路進行直流供電.并發(fā)雙波段漏極偏置電路通過終端短路的T 型阻抗變換器實現(xiàn)，其結(jié)構(gòu)如圖10 所示.

圖10 并發(fā)雙波段漏極偏置電路Fig.10 Drain dual-band bias circuit

本文在柵極采用超寬帶偏置電路，通過增加其對工作頻率的兼容性從而提升整體電路的魯棒性，電路結(jié)構(gòu)如圖11 所示.其中高低電容濾波網(wǎng)絡(luò)以及四分之一波長微帶線起到隔絕交流信號的作用，增加了電路穩(wěn)定性.

圖11 柵極超寬帶偏置電路Fig.11 Gate ultra-wideband bias circuit

3 平衡式并發(fā)雙波段功放設(shè)計

將前文設(shè)計的并發(fā)雙波段3 dB 定向耦合器與雙波段支路放大電路進行工作頻段匹配，并按照圖1結(jié)構(gòu)圖進行連接與調(diào)試.本設(shè)計基于ADS 平臺進行設(shè)計與仿真，所設(shè)計的平衡式雙波段功放電路板如圖12 所示.

圖12 平衡式雙波段功率放大器板圖Fig.12 Layout of the balanced dual-band amplifier

GaN 晶體管具有高擊穿電壓、較寬的工作頻帶、低寄生電容等特點，尤其是其較高的耐壓能力特別適合設(shè)計高輸出功放，綜合考慮晶體管的工作頻帶、穩(wěn)定性、獲取難度、實驗成本等因素，CGH40010F晶體管成為本次設(shè)計的最佳選擇.為驗證設(shè)計的正確性，選用CGH40010F 晶體管和Rogers4305b 高頻板材制作平衡式并發(fā)雙波段功放實物并進行調(diào)試，實物如圖13 所示.

圖13 平衡式雙波段功率放大器實物圖Fig.13 The photo of the balanced dual-band amplifier

3.1 增益、PAE 仿真與實測

柵極偏置電壓設(shè)置為–2.9 V，漏極偏置電壓設(shè)置為28 V，此時晶體管偏置在AB 類模式，具有良好的線性度與效率性能.在輸入功率為29 dBm 的條件下進行測試，該功放工作在900 MHz 時性能仿真實測對比如圖14 所示.圖14(a)為增益和PAE 受輸入功率變化影響曲線，對該功放進行小信號仿真時，通過仿真得其增益大致為17 dB，且隨著輸入功率的增加，增益出現(xiàn)壓縮，通過仿真得其當(dāng)輸入功率為29 dBm時，增益約為15.6 dB，PAE 仿真結(jié)果為62%，實測結(jié)果與仿真結(jié)果差異較小，效果良好.圖14(b)中，小信號時輸出功率和輸入功率之間存在線性關(guān)系，隨著輸入功率的增加，直到增益壓縮時，該功放進入飽和區(qū),仿真得到輸入功率為29 dBm 時，輸出功率達到44.6 dBm.

圖14 單音激勵900 MHz 處性能仿真和實測對比Fig.14 Comparison of simulation and measurement at 900 MHz by one tone excitation

功放在2.6 GHz 時的各項性能如圖15 所示，通過仿真結(jié)果得知，當(dāng)輸入功率為29 dBm 時，增益為14.3 dB，輸出功率達到43.3 dBm，對應(yīng)的PAE 為54%，實測結(jié)果與仿真結(jié)果差距較小，效果良好.綜合上述仿真結(jié)果，該功放在單音信號的激勵下，性能良好，能夠保持高效率、高增益輸出，且增益平坦度較為良好.

圖15 單音激勵2.6 GHz 處性能仿真和實測對比Fig.15 Comparison of simulation and measurement performance at 2.6 GHz by one tone excitation

3.2 隔離效果仿真與測試

當(dāng)給予該功放雙音激勵時，兩個頻率的信號必然會出現(xiàn)調(diào)制現(xiàn)象，以900 MHz 和2.6 GHz 為中心頻率設(shè)計的匹配網(wǎng)絡(luò)會產(chǎn)生失配，信號反射與損耗增大，導(dǎo)致功放的增益、PAE 以及穩(wěn)定性降低，甚至損壞器件.為了驗證平衡結(jié)構(gòu)優(yōu)化匹配特性的特性，本節(jié)以2.2 節(jié)中提出的并發(fā)雙波段支路放大電路(以下稱單路功放)與平衡式并發(fā)雙波段功放(以下稱平衡功放)進行對比.

圖16 給出了平衡功放與單路功放在整個工作帶寬內(nèi)增益以及PAE 隨頻率變化的仿真與實測結(jié)果.由仿真結(jié)果可以看出，平衡功放在900 MHz 和2.6 GHz附近的頻帶內(nèi)，增益約為14 dB，且平坦度較好，PAE＞55%.1.8 GHz 附近平衡功放的增益約為2 dB，而單路功放停留在6 dB 左右，平衡功放的PAE 接近0，單路功放PAE 為20%，實測結(jié)果與仿真結(jié)果具有較強的一致性，且差距較小.原因是平衡功放的工作頻段產(chǎn)生的失配信號分量經(jīng)失配界面與耦合器疊加產(chǎn)生180°相位差，相互抵消，使得兩個工作頻段增益更平坦；由于中頻失配電路特性，絕大部分信號在此處被失配反射，被平衡結(jié)構(gòu)抵消吸收，這就使得平衡功放擁有比單路功放更理想的傳輸零點，具有更高的隔離度，能夠有效抑制調(diào)制效應(yīng)對功放性能的影響.

圖16 功放特性仿真和實測對比Fig.16 Comparison of simulation and measurement of power amplifier characteristics

圖17 給出了雙音激勵條件下900 MHz 和2.6 GHz頻點處平衡功放隨輸入功率增加各項性能的變化情況，并與單路功放進行比較.當(dāng)給予雙音激勵時，由于調(diào)制效應(yīng)的存在，相比于單音激勵時各項性能會有不同程度的惡化.從仿真結(jié)果看，兩個頻點下平衡功放平均增益約為13.5 dB，單路功放平均增益為9.6 dB，由于平衡功放為雙管結(jié)構(gòu)，理論上增益將比單路功放大3 dB，但平衡功放比單路功放增益提升了3.9 dB，說明平衡結(jié)構(gòu)優(yōu)化了匹配性能，減小了射頻信號的損耗，使得增益更為平坦.在圖18(b)中，平衡功放與單路功放的仿真平均PAE 分別為58%和49%，說明平衡結(jié)構(gòu)將失配的信號分量消除，提升了效率和穩(wěn)定性，相比于單路功放具有更佳的性能.

圖17 雙音激勵不同頻率處增益和PAE 對比Fig.17 Comparison of performance by two tone excitation at different frequencies

VSWR 仿真和實測對比情況如圖18 所示.VSWR的實測結(jié)果相比于仿真結(jié)果略有惡化，但在900 MHz 和2.6 GHz 兩個工作頻點及附近頻段實測與仿真結(jié)果相差較小.與單路功放相比，平衡功放的VSWR 在工作頻帶內(nèi)明顯小于單路功放，VSWR 越小反映匹配特性越好，即說明平衡結(jié)構(gòu)改善了功放輸入及輸出端口的VSWR 情況，優(yōu)化了匹配特性，提升了穩(wěn)定性.由于測試實驗器材電壓和電流的波動，以及實物電路對射頻信號產(chǎn)生一定消耗，使得平衡功放的實測結(jié)果與仿真理論值產(chǎn)生一定的偏差；此外實物由于寄生參數(shù)的影響，參與諧振的整體電容值增大，導(dǎo)致頻率特性產(chǎn)生少許偏移，仿真與實測曲線波腹產(chǎn)生少許偏差，屬于正常現(xiàn)象.

圖18 雙音激勵不同頻率處VSWR 仿真和實測對比Fig.18 Comparison of VSWR by two tone excitation at different frequencies: simulation and measurement

將本文所設(shè)計的平衡式雙波段功率放大器與文獻[14-16]提出的功率放大器從五個方面對比分析，結(jié)果如表2 所示.可以看出，本文提出的功放結(jié)構(gòu)，由于平衡結(jié)構(gòu)的加入，擁有更理想的傳輸零點和更少的反射分量，降低了反射信號對工作頻帶的影響，顯著地優(yōu)化了電路的匹配特性與穩(wěn)定性，使得其不需隔離結(jié)構(gòu)的加入便可達到良好的隔離效果.相比于雙路的雙頻Doherty 功放，本設(shè)計有更高的輸出功率優(yōu)勢，而與其他單路雙頻功放相比，新型的阻抗變換結(jié)構(gòu)對信號消耗更小，效率更高.

表2 同類型功放性能對比Tab.2 Performance comparison of the same type of amplifiers

4 結(jié)論

本文提出了一款能夠同時適用GSM900 和TDLTE 網(wǎng)絡(luò)的平衡式雙波段功率放大器，并以平衡結(jié)構(gòu)改善了由于雙頻信號導(dǎo)致的調(diào)制效應(yīng)的影響.使用ADS 進行設(shè)計與仿真，并制作了實物.在信號輸入和輸出端都使用了雙波段3 dB 定向耦合器對信號功率分配與合成.此外在支路放大電路采用了新型并發(fā)雙波段結(jié)構(gòu)，最終設(shè)計的平衡式并發(fā)雙波段功率放大器具有高輸出功率、高效率、良好匹配效果、低VSWR 等特點.實測結(jié)果表明，該功放工作在900 MHz 時，飽和輸出功率為44.6 dBm，最大PAE 達62%；功放工作在2.6 GHz 時，飽和輸出功率為43.3 dBm，最大PAE 達64%.通過與單路并發(fā)雙波段功放對比，平衡功放能夠在1.8 GHz 附近形成傳輸零點，能夠在兩個工作頻段之間起到隔離的作用；優(yōu)化了在兩個工作頻段上的匹配效果，使其具有更為平坦、穩(wěn)定的增益和輸出能力.平衡結(jié)構(gòu)解決了傳統(tǒng)并發(fā)雙波段功率放大器雙頻激勵信號形成的調(diào)制效應(yīng)引發(fā)的匹配失衡、增益犧牲等現(xiàn)象，顯著提升了該功放的輸出能力，電路簡單、小巧.在面向未來的多種協(xié)議、標準并存的通信系統(tǒng)，平衡式并發(fā)雙波段功放具有較強的現(xiàn)實意義.