一種雙輸入八開關(guān)九電平逆變器及其調(diào)制策略

潘 健， 陳光義， 熊嘉鑫， 陳慶東

(湖北工業(yè)大學(xué)電氣與電子工程學(xué)院，太陽(yáng)能高效利用及儲(chǔ)能運(yùn)行控制湖北省重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室， 湖北 武漢 430068)

在光伏發(fā)電[1]系統(tǒng)中，光伏逆變器扮演著十分重要的角色。多電平逆變器(Multilevel Inverters, MLI)憑借其輸出的多電平階梯波更接近正弦波，可以降低輸出總諧波畸變率(Total Harmonic Distortion,THD)，提升輸出電能質(zhì)量，降低了對(duì)濾波器的要求、開關(guān)損耗少和低電磁干擾等優(yōu)勢(shì)被廣泛應(yīng)用于光伏發(fā)電領(lǐng)域[2]。

傳統(tǒng)MLI拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)包括級(jí)聯(lián)H橋型(Cascaded H-Bridge, CHB)[3]、中性點(diǎn)鉗位型(Neutral Point Clamped, NPC)[4]和飛跨電容型(Flying capacitance, FC)[5]。這三類MLI所使用器件的數(shù)量會(huì)隨著電平數(shù)量的增加而大大增加。傳統(tǒng)MLI均不具備自主升壓能力，因此在光伏發(fā)電應(yīng)用中需要在前級(jí)增加升壓電路，使得逆變器體積增大，成本增高。此外，F(xiàn)C和NPC結(jié)構(gòu)的拓?fù)湫枰獠侩娐泛蛷?fù)雜的控制算法來(lái)維持電容器的電壓平衡[6-7]。

針對(duì)傳統(tǒng)MLIs的不足，國(guó)內(nèi)外研究人員進(jìn)行了一系列改進(jìn)。開關(guān)電容型多電平逆變器(Switched Capacitor Multilevel Inverters, SCMLI)[8-11]以具備升壓、減少元器件的突出特性而備受關(guān)注。其基本工作原理是利用開關(guān)電容(Switched Capacitor, SC)與輸入電源進(jìn)行串聯(lián)放電或并聯(lián)充電的形式，實(shí)現(xiàn)逆變器的升壓及多電平的輸出。文獻(xiàn)[8]提出一種使用器件較少的開關(guān)電容五電平逆變器，同時(shí)電容電壓自平衡。然而其有限的五電平輸出仍將產(chǎn)生較多的輸出諧波。文獻(xiàn)[9] 提出了一種單輸入源開關(guān)電容九電平拓?fù)?，進(jìn)一步降低了輸出諧波含量，同時(shí)具備4倍升壓能力。然而該拓?fù)湫枰?2個(gè)開關(guān)和3個(gè)電容器，器件總數(shù)較多。研究人員發(fā)現(xiàn)，基于多輸入源的SCMLI能在保持更多電平數(shù)量輸出下，極大減少元器件數(shù)量，減小逆變器的體積和成本。尤其在分布式光伏發(fā)電中往往存在多個(gè)輸入源，若將多個(gè)直流電源串聯(lián)集成后作為單輸入源為逆變器供電，則需要考慮串聯(lián)電源之間的電壓平衡問(wèn)題，而多個(gè)單輸入逆變器并聯(lián)工作則需要復(fù)雜的控制算法[10]。文獻(xiàn)[11]提出一種單相雙輸入九電平逆變器，雙輸入端口使得該逆變器在分布式發(fā)電等存在多個(gè)直流電源的場(chǎng)合下應(yīng)用更加靈活，然而該逆變器結(jié)構(gòu)和控制策略較為復(fù)雜。

為了進(jìn)一步減少雙輸入九電平逆變器的器件數(shù)量并降低調(diào)制的復(fù)雜程度，本文提出了一種雙輸入八開關(guān)九電平逆變器，僅由2個(gè)直流輸入源、1個(gè)開關(guān)電容、8個(gè)開關(guān)管和1個(gè)二極管組成。該拓?fù)涞腟C充放電自平衡，無(wú)需外部電路和復(fù)雜的控制算法來(lái)維持電容器的電壓平衡；且4對(duì)開關(guān)工作狀態(tài)互補(bǔ)，簡(jiǎn)化了控制。最后在搭建的雙輸入八開關(guān)九電平逆變器實(shí)驗(yàn)原型上，驗(yàn)證了所提逆變器拓?fù)浼捌湔{(diào)制策略的正確性。

1 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)及工作模態(tài)

1.1 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

圖1 九電平拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

表1給出了逆變器中各種功率器件的工作狀態(tài)，其中包括開關(guān)的通斷狀態(tài)以及電容的充放電狀態(tài)。其中數(shù)據(jù)“1”和“0”分別表示開關(guān)管處于導(dǎo)通和關(guān)斷狀態(tài)，“Charge” 和“Discharge”分別表示電容處于充電和放電狀態(tài)。該拓?fù)涞哪妇€電壓為Vbus。

表1 九電平逆變器的工作狀態(tài)表

1.2 工作模態(tài)

該逆變器正半周期的工作模態(tài)如圖2a-e所示，其中實(shí)線表示對(duì)輸出負(fù)載供電的回路，虛線表示輸入直流源Vin2對(duì)電容器C1的充電回路。

(a)模態(tài)E1

(b)模態(tài)E2

(c)模態(tài)E3

(d)模態(tài)E4

(e)模態(tài)E5圖2 九電平逆變器的工作模態(tài)

Vbus=Vin1+Vin2+VC1=Vin1+2Vin2

(1)

Vbus=Vin1+Vin2

(2)

Vbus=Vin2+VC1=2Vin2

(3)

Vbus=Vin2

(4)

Vbus=0

(5)

由于所提出逆變器在負(fù)半周期的工作模態(tài)與在正半周期的工作模態(tài)對(duì)稱，因此不做贅述。

2 調(diào)制策略

(a)調(diào)制波形

(b)控制邏輯電路圖3 所提逆變器的LS-PWM調(diào)制策略

最后，輸出電壓波形Vo的幅值由參考正弦信號(hào)波形es的幅值與載波的幅值之比決定。因此，定義調(diào)制比

(6)

3 拓?fù)浔容^分析

為了更全面分析所提出拓?fù)涞奶攸c(diǎn)，將其與文獻(xiàn)[9]、[11]和[13]中提出的九電平逆變器進(jìn)行了比較。根據(jù)直流源數(shù)量、開關(guān)數(shù)量、離散二極管數(shù)量、開關(guān)電容數(shù)量、器件總數(shù)以及有無(wú)多輸入端口進(jìn)行比較。表2為提出的九電平拓?fù)渑c最近提出的九電平拓?fù)潢P(guān)鍵特性對(duì)照。

表2 與最近九電平逆變器的比較分析

從表2可以看出，文獻(xiàn)[9]中提出的拓?fù)涫褂?2個(gè)開關(guān)管和3個(gè)電容器實(shí)現(xiàn)了九電平輸出，數(shù)量較多的開關(guān)管和電容器使得該逆變器體積較大；且該逆變器不具備多輸入端口，不適用于分布式光伏發(fā)電等需要多輸入源的場(chǎng)合。文獻(xiàn)[11]提出的拓?fù)渚邆潆p輸入端口，然而，與本文所提拓?fù)湎啾?，文獻(xiàn)[11]所提拓?fù)涞碾x散二極管數(shù)量比本文拓?fù)涠?個(gè)，且該拓?fù)湔{(diào)制策略復(fù)雜，而本文拓?fù)渲械?對(duì)開關(guān)工作狀態(tài)分別互補(bǔ)，采用非門邏輯電路可以大大降低調(diào)制策略的復(fù)雜程度。文獻(xiàn)[13]所提拓?fù)渫瑯硬痪邆涠噍斎攵丝冢以撏負(fù)涞碾x散二極管數(shù)量比本文拓?fù)涠?個(gè)，電容數(shù)量比本文拓?fù)涠?個(gè)。本文所提拓?fù)涫褂幂^少器件即可輸出9電平，且具有雙輸入端口，可以更加靈活的應(yīng)用于多輸入源場(chǎng)合。

4 仿真與實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

4.1 仿真驗(yàn)證

為了驗(yàn)證雙輸入八開關(guān)九電平逆變器及其LS-PWM調(diào)制策略的有效性，在Simulink仿真平臺(tái)搭建了仿真模型，主要仿真參數(shù)如下：系統(tǒng)直流輸入電壓Vin1=50 V，Vin2=25 V，電容C1=2 mF，調(diào)制比M=0.9，根據(jù)IXFH80N65X2型號(hào)的數(shù)據(jù)手冊(cè)對(duì)仿真中開關(guān)管進(jìn)行設(shè)置。采用負(fù)載Z=40 Ω的純阻性負(fù)載，濾波電感為1.1 mH，濾波電容為8 μF，開關(guān)頻率為10 kHz，輸出基波頻率為50 Hz。

圖4和圖5為所提逆變器的仿真結(jié)果。如圖4a所示，當(dāng)逆變器負(fù)載為純阻性時(shí)，輸出母線電壓Vbus波形為九電平，輸出電流io與輸出電壓Vo的相位相同。從圖4b可以看出，當(dāng)逆變器進(jìn)入穩(wěn)態(tài)后，SC兩端電壓在周期內(nèi)充放電自平衡，電容電壓在24～24.2 V之間波動(dòng)，電容電壓紋波ΔVC1為0.2 V，電容電壓紋波率僅為0.8%。如圖4c所示，當(dāng)調(diào)制比M=0.9時(shí)，輸出電壓Vo的THD為0.98%，輸出電壓Vo的峰值為88.9 V，與理論值相比，仿真中輸出電壓Vo產(chǎn)生1.1 V的壓降，這是由于在仿真中為每個(gè)開關(guān)管按照數(shù)據(jù)手冊(cè)設(shè)置了0.038 Ω的內(nèi)阻以及受到開關(guān)電容C1電壓波動(dòng)的影響。

(a)母線電壓 Vbus，輸出電壓Vo和輸出電流io

(b)開關(guān)電容電壓

(c)負(fù)載為Z時(shí)輸出電壓Vo的FFT圖4 穩(wěn)態(tài)仿真結(jié)果

圖5驗(yàn)證了該拓?fù)涞膭?dòng)態(tài)性能。圖5a為當(dāng)調(diào)制比M變化時(shí)，所提拓?fù)涞妮敵鰟?dòng)態(tài)變化波形。隨著調(diào)制比M逐漸增加，母線電壓Vbus由三電平逐步向五電平、七電平和九電平變化。圖5b為負(fù)載突變到空載時(shí)的母線電壓Vbus、輸出電壓Vo和輸出電流io的波形圖。可以看出在突減負(fù)載的情況下，輸出電壓保持穩(wěn)定，輸出電流能夠平滑過(guò)渡。

(a)變調(diào)制比

(b)突減負(fù)載圖5 動(dòng)態(tài)仿真波形

4.2 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

為了驗(yàn)證所提逆變器的可行性，搭建了雙輸入八開關(guān)九電平逆變器的實(shí)驗(yàn)原型。實(shí)驗(yàn)電路參數(shù)如下：系統(tǒng)的控制由STM32H750VBT6型號(hào)的單片機(jī)實(shí)現(xiàn)，開關(guān)管的型號(hào)為IXFH80N65X2，其它實(shí)驗(yàn)參數(shù)與仿真參數(shù)一致。

如圖6a所示，在純阻性負(fù)載下，輸出電壓Vo和輸出電流io相位相同。圖6b為主電路中SC兩端的電壓波形圖。逆變器進(jìn)入穩(wěn)態(tài)后，SC兩端電壓在開關(guān)頻率刻度下充放電自平衡，電容電壓紋波ΔVC1約為0.3 V，與仿真相近。

(a)母線電壓 Vbus

(b)開關(guān)電容電壓圖6 穩(wěn)態(tài)實(shí)驗(yàn)結(jié)果

圖7為調(diào)制比變化和負(fù)載突變時(shí)，輸出母線電壓Vbus、輸出電壓Vo和輸出電流io的實(shí)驗(yàn)波形。圖7a為調(diào)制比從0.1變?yōu)?.7的動(dòng)態(tài)實(shí)驗(yàn)波形，對(duì)應(yīng)的輸出母線電壓Vbus由三電平變?yōu)槠唠娖?，?dòng)態(tài)波形平滑過(guò)渡。圖7b為調(diào)制比從0.9變?yōu)?.3的實(shí)驗(yàn)波形，此時(shí)輸出母線電壓Vbus從九電平輸出變?yōu)槲咫娖捷敵?。圖7c為所提出九電平逆變器負(fù)載突然變化時(shí)的實(shí)驗(yàn)結(jié)果。當(dāng)突減負(fù)載時(shí)，輸出母線電壓Vbus波形未發(fā)生明顯變化，輸出電流io過(guò)渡平滑并迅速降為0。

(a)調(diào)制比M由0.1變?yōu)?.7

(b)調(diào)制比M由0.9變?yōu)?.3

(c)突減負(fù)載圖7 動(dòng)態(tài)實(shí)驗(yàn)波形

5 結(jié)論

本文提出了一種基于開關(guān)電容原理且使用元器件數(shù)量較少的雙輸入八開關(guān)九電平逆變器，該逆變器調(diào)制策略簡(jiǎn)單，同時(shí)實(shí)現(xiàn)了電容電壓自平衡。本文首先介紹了該逆變器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和工作原理，其次，采用LS-PWM調(diào)制策略對(duì)逆變器進(jìn)行調(diào)制。最后，搭建了雙輸入八開關(guān)九電平逆變器實(shí)驗(yàn)原型進(jìn)行實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，所提逆變器能輸出九電平階梯波，電容電壓自平衡且電容電壓紋波很小。同時(shí)在調(diào)制比變化和負(fù)載突變的情況下能夠正常工作，動(dòng)態(tài)性能良好。