基于模塊化多電平變換器的高壓瞬變電磁發(fā)射系統(tǒng)

李剛，張昕昊，于生寶

(吉林大學(xué)儀器科學(xué)與電氣工程學(xué)院，吉林長(zhǎng)春，130026)

能源的開(kāi)發(fā)、資源的利用是經(jīng)濟(jì)發(fā)展的基礎(chǔ)。近年來(lái)，隨著經(jīng)濟(jì)的快速發(fā)展，世界各國(guó)對(duì)礦產(chǎn)資源的需求量日益增大，深部探測(cè)是解決礦產(chǎn)資源危機(jī)的一個(gè)有效途徑[1?2]。瞬變電磁法(transient electromagnetic method,TEM)是一種有效的地球物理探測(cè)方法，已廣泛用于礦產(chǎn)勘察和地質(zhì)調(diào)查中[3?4]。該勘探方法主要包括發(fā)射系統(tǒng)、接收系統(tǒng)和數(shù)據(jù)后期處理3 個(gè)部分。其中，發(fā)射系統(tǒng)是TEM 探測(cè)的源頭，其性能對(duì)探測(cè)效果有至關(guān)重要的影響，目前它正朝著更高電壓、更大功率的方向發(fā)展以提高探測(cè)的深度和廣度[5]。

目前，主流的高壓大功率電性源發(fā)射系統(tǒng)，如加拿大Phoenix Geophysics 公司的TXU-30，美國(guó)Zonge 公司的GGT30，德國(guó)Metronix 公司的TXM-22 發(fā)射機(jī)以及國(guó)內(nèi)中南大學(xué)的GDC-1[6]、吉林大學(xué)的JDD-100[7]等，仍主要采用H 橋逆變電路作為發(fā)射主電路。傳統(tǒng)H 橋發(fā)射電路具有系統(tǒng)穩(wěn)定、可靠性高的優(yōu)勢(shì)，一般選用絕緣柵雙極型晶體管(insulated gate bipolar transister,IGBT)作為開(kāi)關(guān)器件。然而受到現(xiàn)有IGBT發(fā)展水平的限制，發(fā)射電壓等級(jí)很難進(jìn)一步提高[8]。目前，瞬變電磁領(lǐng)域中這一問(wèn)題的相關(guān)研究仍然較少。一種解決方法是采用IGBT 串聯(lián)技術(shù)，即用多個(gè)低壓IGBT 串聯(lián)代替高壓IGBT，然而目前這一方法存在的IGBT動(dòng)靜態(tài)均壓復(fù)雜、驅(qū)動(dòng)信號(hào)難以同步的問(wèn)題仍難以解決[9]。劉姜濤等[10]提出了一種多模塊輸入串聯(lián)輸出并聯(lián)的電路結(jié)構(gòu)，可以有效提高發(fā)射電壓及功率，但在野外工況下，各模塊參數(shù)的一致性及模塊間信號(hào)的同步難以保證，難以滿足TEM 野外實(shí)驗(yàn)的需要。XUE 等[11?12]將多電平逆變技術(shù)應(yīng)用于發(fā)射系統(tǒng)中，以降低開(kāi)關(guān)器件的電壓應(yīng)力。然而，在電平數(shù)超過(guò)5時(shí)，其采用的電路及控制策略會(huì)變得極其復(fù)雜。因此，級(jí)數(shù)很難擴(kuò)展，無(wú)法滿足更高發(fā)射電壓等級(jí)的需求。模塊化多電平變換器(modular multilevel converter，MMC)是近年來(lái)興起的一種新型多電平逆變器[13]。該變換器采用模塊化結(jié)構(gòu)，可以通過(guò)改變級(jí)聯(lián)子模塊(sub-module，SM)的數(shù)量來(lái)適應(yīng)主電路不同電壓等級(jí)和功率等級(jí)的需求，具有開(kāi)關(guān)損耗低、易于級(jí)聯(lián)擴(kuò)展、易于實(shí)現(xiàn)冗余設(shè)計(jì)等優(yōu)點(diǎn)。這一變換器主要用于柔性直流輸電和高壓電機(jī)驅(qū)動(dòng)中[14?17]，其常用的調(diào)制策略主要面向直流電與正弦交流電之間的變換，如載波移相調(diào)制策略[18?19]、最近電平逼近調(diào)制策略[20]等。鑒于MMC 在高壓大功率應(yīng)用中的卓越性能，本文作者提出適用于瞬變電磁法的MMC 發(fā)射電路，并提出其分段控制策略，以滿足瞬變電磁法對(duì)發(fā)射電流的要求，并通過(guò)搭建電路仿真模型和小型樣機(jī)對(duì)所提發(fā)射電路及控制策略的可行性進(jìn)行驗(yàn)證。

1 瞬變電磁法原理

瞬變電磁法探測(cè)需要發(fā)射系統(tǒng)、接收系統(tǒng)和后期數(shù)據(jù)處理3個(gè)部分的協(xié)同工作，其主要波形如圖1所示。圖1中，i為電流；I為方波激發(fā)電流穩(wěn)態(tài)值；t為時(shí)間，t0～t6為各階段時(shí)間；T為周期；u為電壓。在探測(cè)過(guò)程中，由發(fā)射系統(tǒng)向大地負(fù)載發(fā)射方波激發(fā)電流I，在大地中激發(fā)穩(wěn)定的一次電磁場(chǎng)。當(dāng)發(fā)射電流被快速切斷時(shí)，接收系統(tǒng)可以檢測(cè)到短期衰減的二次電磁場(chǎng)信號(hào)。經(jīng)數(shù)據(jù)處理、分析后，可以獲得地下電阻率分布及地下介質(zhì)信息[21?22]。

圖1 瞬變電磁法主要波形Fig.1 Main waveforms of TEM

方波信號(hào)經(jīng)傅里葉分析后具有很多奇次諧波，有利于提高探測(cè)分辨率，是瞬變電磁法最理想的發(fā)射電流波形，如圖1(b)中的紅線所示。實(shí)際上，由于接地長(zhǎng)導(dǎo)線的存在，負(fù)載呈感性，發(fā)射電流往往采用占空比為50%的梯形波(見(jiàn)圖1(b)中的實(shí)際波形)。梯形波發(fā)射電流在1 個(gè)工作周期中可以分為8 個(gè)階段：正向電流為0 階段、正向上升階段、正向穩(wěn)流階段、正向下降階段、反向電流為0階段、反向上升階段、反向穩(wěn)流階段和反向下降階段。為了保證激發(fā)的一次場(chǎng)足夠穩(wěn)定，避免早期二次場(chǎng)信號(hào)的采集受到干擾，一般要求電流上升時(shí)間盡量短，穩(wěn)流階段紋波盡可能??；為了減少探測(cè)盲區(qū)，發(fā)射電流的下降速度也應(yīng)足夠快[23?24]。

2 基于MMC的瞬變電磁發(fā)射系統(tǒng)

新型發(fā)射系統(tǒng)主要包括發(fā)電機(jī)、直流電源、MMC 發(fā)射電路和大地負(fù)載4 個(gè)部分，其結(jié)構(gòu)如圖2所示，圖2中，E為直流電壓；iE為直流電源的電流；uC為子模塊電容電壓；uap，uan，ubp和ubn分別為4 個(gè)橋臂(Hap，Han，Hbp和Hbn)的橋臂電壓；iap，ian，ibp和ibn分別為4 個(gè)橋臂的橋臂電流；uout和iout分別為加在大地負(fù)載上的發(fā)射電壓和發(fā)射電流；A和B兩點(diǎn)為發(fā)射電路的輸出端點(diǎn)。MMC 發(fā)射電路包含4個(gè)橋臂，每個(gè)橋臂由N個(gè)級(jí)聯(lián)的半橋子模塊(SM)和1個(gè)緩沖電感L組成，發(fā)射電路將直流電轉(zhuǎn)化為交流電，加在大地負(fù)載兩端。大地負(fù)載可以等效為大地等效電阻R0和接地等效電感L0串聯(lián)而成。半橋子模塊由自帶反并聯(lián)二極管的開(kāi)關(guān)管S1，S2和電容CSM組成，工作模式如表1所示。子模塊工作時(shí)，因受到電容CSM的鉗位，開(kāi)關(guān)管S1和S2承受的電壓應(yīng)力較低，一般僅為直流電源電壓E的1/N。通過(guò)這種級(jí)聯(lián)式結(jié)構(gòu)，可以大大降低各開(kāi)關(guān)器件的電壓應(yīng)力，提高發(fā)射系統(tǒng)電壓等級(jí)，實(shí)現(xiàn)大電流激發(fā)。

圖2 MMC發(fā)射系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖Fig.2 Structure diagram of MMC transmitting system

表1 半橋子模塊的工作模式Table 1 Working modes of sub-module

發(fā)射電路工作時(shí)，控制各子模塊按一定次序投入或旁路，在不同時(shí)刻，輸出端子A和B之間可以獲得不同的電壓，因此，MMC發(fā)射電路可以等效為如圖3所示的分級(jí)電壓源，實(shí)現(xiàn)對(duì)發(fā)射電壓的分級(jí)調(diào)節(jié)。

圖3 MMC發(fā)射電路的等效電路Fig.3 Equivalent circuit of MMC transmitter

根據(jù)基爾霍夫電壓定律(Kirchhoff voltage law,KVL)建立發(fā)射電路的電路方程，并可推得發(fā)射電流的變化率diout/dt為

其中：R0和L0為常值，發(fā)射電流變化率diout/dt的調(diào)節(jié)可以通過(guò)改變發(fā)射電壓uout實(shí)現(xiàn)。TEM在一個(gè)發(fā)射電流周期中各階段對(duì)電流變化速率的要求不同，因此，可以在不同階段選擇不同發(fā)射電壓，實(shí)現(xiàn)對(duì)發(fā)射電流的調(diào)節(jié)，如在電流上升和下降階段時(shí)，分別選擇發(fā)射電壓的最高值和最低值，可以獲得最快的電流上升和下降速度，提高探測(cè)效率。此外，基于MMC 發(fā)射電路對(duì)發(fā)射電壓選擇的靈活性，可以在發(fā)射電路中直接對(duì)發(fā)射電流的穩(wěn)流值進(jìn)行控制，擴(kuò)大探測(cè)范圍。相比于傳統(tǒng)發(fā)射系統(tǒng)，省去直流電源中復(fù)雜的調(diào)壓變壓器，大大簡(jiǎn)化了直流電源的設(shè)計(jì)。

3 分段控制策略

分段控制策略的工作原理如圖4所示。

圖4 分段控制策略的工作原理Fig.4 Principle of segmented control strategy

N級(jí)MMC 發(fā)射電路的正向電流階段分段控制策略的工作原理如下。

1)在0～t0階段，要求發(fā)射電流保持為0。該階段的主電路如圖5(a)所示，控制橋臂Han和Hbn中各SM 投入以及橋臂Hap和Hbp中各SM 旁路。由于發(fā)射電路輸出端子A和B的電位相等，發(fā)射電壓uout和發(fā)射電流iout均恒為0。橋臂Han和Hbn均并聯(lián)在電源兩端，電源為橋臂內(nèi)電容串聯(lián)充電，直至各電容電壓uC均衡為E/N。這一過(guò)程中，發(fā)射電路從直流電源吸收能量，儲(chǔ)存在各SM電容中，負(fù)載不消耗能量。吸收的總能量為

2)在t0～t1階段，電路處于上升階段，要求發(fā)射電流從0 快速上升至目標(biāo)值I。為了加快電流上升速度，控制橋臂Han中各SM投入以及橋臂Hbn中各SM 旁路，Han橋臂中的各子模塊電容串聯(lián)，輸出最大電壓E，向大地負(fù)載放電，主電路如圖5(b)所示。發(fā)射電流可以表示為

在t1時(shí)刻，發(fā)射電流達(dá)到到目標(biāo)電流I。這一過(guò)程中，發(fā)射電路中的電容向大地負(fù)載放電，釋放總能量為

這些能量一部分儲(chǔ)存在負(fù)載電感中，一部分被負(fù)載電阻消耗。

3)在t1～t2階段，電路處于穩(wěn)流階段，要求發(fā)射電流穩(wěn)定在目標(biāo)值I?？刂茦虮跦bn中各SM旁路以及橋臂Han中部分SM 投入，主電路如圖5(c)所示。為了保證發(fā)射電流穩(wěn)定在目標(biāo)范圍內(nèi)，橋臂Han投入子模塊個(gè)數(shù)Ns可由下式計(jì)算：

圖5 正向電流階段的主電路Fig.5 Main circuits of forward current stage

由于子模塊的電容有限，隨著電容放電，發(fā)射電壓逐漸降低。該電路的二階微分方程為

式中：CSM為子模塊電容。

由此可得發(fā)射電壓和電流分別為

其中：

由式(10)可見(jiàn)，發(fā)射電流與Ns有關(guān)，根據(jù)不同探測(cè)要求可以控制投入子模塊的個(gè)數(shù)來(lái)調(diào)整發(fā)射電流，相比于傳統(tǒng)發(fā)射系統(tǒng)，省去了直流電源級(jí)復(fù)雜的調(diào)壓變壓器。同時(shí)，通過(guò)擴(kuò)展電路級(jí)數(shù)、增大電容，并使發(fā)射電路中的各子模塊電容輪流放電，可以保證發(fā)射電壓uout穩(wěn)定在目標(biāo)范圍內(nèi)，降低發(fā)射電流紋波。

此階段中，發(fā)射電路中的子模塊電容輪流對(duì)負(fù)載放電，釋放的總能量為

4)在t2～t3階段，電路處于電流下降階段，要求發(fā)射電流迅速下降到0?？刂茦虮跦an和Hbp中各SM 投入以及橋臂Hap和Hbn中各SM 旁路，主電路如圖5(d)所示。此時(shí)，阻感負(fù)載與橋臂Hbn并聯(lián)，發(fā)射電壓被鉗位到?E，使電感能量盡快饋入子模塊電容中，加快發(fā)射電流的下降沿。發(fā)射電流為

在t3時(shí)刻，發(fā)射電流下降至0。這一過(guò)程中，負(fù)載電感儲(chǔ)存的能量一部分饋入發(fā)射電路，另一部分被大地負(fù)載消耗。發(fā)射電路吸收能量為個(gè)周期都存在較長(zhǎng)的零電流階段，因此，電源可在此階段完成對(duì)各電容的初始化，實(shí)現(xiàn)周期性均壓?；诎l(fā)射電流的這一特性，電路自身即可實(shí)現(xiàn)子模塊間的能量自平衡，無(wú)需復(fù)雜的電容電壓檢測(cè)電路和電容均壓控制算法，大大降低了系統(tǒng)的復(fù)雜度。

綜上所述，在保證系統(tǒng)穩(wěn)定運(yùn)行的前提下，電流分段控制策略通過(guò)在發(fā)射電流的不同階段調(diào)節(jié)發(fā)射電壓，以加快發(fā)射電流的上升、下降沿，改善發(fā)射電流波形，適合應(yīng)用于輸出電壓靈活的MMC發(fā)射電路。

4 電路仿真

反向電流階段與正向電流階段下的分段電流控制過(guò)程類似。

MMC發(fā)射電路中存在大量懸浮電容，電容間的能量不均衡將會(huì)帶來(lái)輸出波形畸變、器件損壞等嚴(yán)重問(wèn)題。因此，為保證系統(tǒng)的穩(wěn)定運(yùn)行，需要保證發(fā)射電路的總能量及子模塊間的能量均保持平衡。

對(duì)于各子模塊的總能量平衡，在1個(gè)工作周期中，忽略電路損耗，發(fā)射電路吸收的總能量應(yīng)等于釋放的總能量，而由于正向和反向電流階段的對(duì)稱性，2 個(gè)階段均需要保證能量變化量為0。因此，在正向電流階段中

將式(3)，(5)，(12)和(14)代入式(15)可得：

可見(jiàn)，在目標(biāo)發(fā)射電流iout和發(fā)射電壓uout確定的前提下，控制直流電源的供電電流iE滿足式(15)可以保證發(fā)射電路總能量的平衡。在實(shí)際工作中，要控制直流電源的輸出電流iE略高于計(jì)算值，以補(bǔ)償發(fā)射電路中線路及器件產(chǎn)生的損耗。

對(duì)于子模塊間的能量平衡，由于發(fā)射電流每

為驗(yàn)證所提發(fā)射電路及其控制策略的可行性，在MATLAB/SIMULINK 中搭建MMC 發(fā)射電路的仿真模型，具體仿真參數(shù)如表2所示。

表2 MMC發(fā)射電路仿真參數(shù)Table 2 Simulation parameters of MMC transmitter

圖6所示為MMC 發(fā)射電路的仿真結(jié)果波形，圖中，iH為H橋發(fā)射電路的輸出電流。從圖6(a)可見(jiàn)：在正向電流上升、下降階段時(shí)，25 Hz/5 A 條件下，20級(jí)MMC發(fā)射電路分別輸出最高發(fā)射電壓300 V和最低發(fā)射電壓?300 V以加快發(fā)射電流的上升、下降速度。在穩(wěn)流階段，各電容輪流放電以降低發(fā)射電流紋波，由于級(jí)數(shù)較多，電流紋波并不明顯。從圖6(b)可見(jiàn)：在同樣的發(fā)射條件下，MMC發(fā)射電流與H橋發(fā)射電流的上升沿時(shí)間分別為120 μs 和1.5 ms，下降沿時(shí)間分別為100 μs 和230 μs，MMC 發(fā)射電路明顯加快了發(fā)射電流的上升、下降速度，有效減少了探測(cè)盲區(qū)。在穩(wěn)流階段，H橋發(fā)射電路幾乎沒(méi)有紋波，而MMC發(fā)射電路的電流紋波為0.42%。從圖6(c)可見(jiàn)：在12.5 Hz/5 A發(fā)射條件下，20級(jí)MMC發(fā)射電路的電流波形仍近似為方波，上升、下降沿時(shí)間分別為120 μs 和100 μs，穩(wěn)流階段電流紋波為1.08%。從圖6(d)可見(jiàn)：在12.5 Hz/5 A 發(fā)射條件下，8 級(jí)MMC發(fā)射電路的電流波形的上升、下降沿時(shí)間與20級(jí)MMC發(fā)射電路的相同，但穩(wěn)流階段電流紋波為2.4%?？梢?jiàn)，MMC發(fā)射電路在穩(wěn)流階段主要依靠電容向負(fù)載供電，通過(guò)擴(kuò)展級(jí)數(shù)可以一定程度上降低電流紋波，因此，在實(shí)際工程中，可以將電路擴(kuò)展到合適的級(jí)數(shù)以保證電流紋波穩(wěn)定在允許范圍。

圖6 MMC發(fā)射電路仿真結(jié)果Fig.6 Simulation results of MMC transmitter

5 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

圖7所示為搭建的4級(jí)MMC發(fā)射系統(tǒng)樣機(jī)。主控制器選用意法半導(dǎo)體公司的STM32F103ZET6，用于實(shí)現(xiàn)控制算法及各子模塊控制信號(hào)的輸出。直流電源的直流電壓為300 V，選用75 Ω，5 mH 的阻感負(fù)載來(lái)模擬大地負(fù)載?？紤]裕量及后續(xù)系統(tǒng)電壓等級(jí)的擴(kuò)展，IGBT 選用IXYS 公司的ixdn55n120d1，SM 電容的型號(hào)為330 μF/160 V。在實(shí)際應(yīng)用中，所需的子模塊電容及尺寸較大，以近似為恒定的直流電壓源。

圖7 MMC發(fā)射系統(tǒng)樣機(jī)Fig.7 Prototype of MMC transmitting system

25 Hz/1 A 條件下1 個(gè)工作周期內(nèi)發(fā)射電壓uout和發(fā)射電流iout如圖8所示。從圖8可見(jiàn)：正向電流下降階段下降時(shí)間為40 μs。在各階段的發(fā)射電壓、電流的波形趨勢(shì)與理論分析基本一致，驗(yàn)證了分段控制策略的可行性。然而，在穩(wěn)流階段，發(fā)射電壓有一定電壓降落，并導(dǎo)致了發(fā)射電流存在較明顯的紋波。這是由于樣機(jī)的子模塊級(jí)數(shù)有限、電容容量較小造成的。

圖8 25 Hz/1 A條件下樣機(jī)發(fā)射波形Fig.8 Transmitting waveforms of prototype at 25 Hz/1 A

圖9所示為樣機(jī)中各子模塊電容電壓波形，其中uap1～uap4，uan1～uan4，ubp1～ubp4和ubn1～ubn4分別為橋臂Hap，Han，Hbp和Hbn中子模塊1～4 的電容電壓。從圖9可見(jiàn)：由于橋臂Hap和Hbp中各子模塊電容未對(duì)負(fù)載放電，因此保持為75 V；橋臂Han和Hbn中各子模塊電容在穩(wěn)流階段時(shí)輪流向負(fù)載放電，電壓有所降低，在零電流階段又快速完成充電，電壓重新均衡為75 V?？梢?jiàn)，由于TEM 發(fā)射電流存在零電流階段，MMC發(fā)射電路無(wú)需復(fù)雜的均壓算法即可實(shí)現(xiàn)各SM電容電壓的自均衡，保證了系統(tǒng)的可靠運(yùn)行。

圖9 不同橋臂的電容電壓波形Fig.9 Capacitor voltage waveforms in different bridge arms

6 結(jié)論

1)提出一種適用于瞬變電磁法探測(cè)的MMC發(fā)射系統(tǒng)，該系統(tǒng)采用分段電流控制策略，在發(fā)射電流的不同階段輸出不同發(fā)射電壓以加快發(fā)射電流的上升、下降沿，并在穩(wěn)流階段控制橋臂內(nèi)各子模塊輪流放電以降低電流紋波。

2)與傳統(tǒng)H 橋發(fā)射電路相比，該發(fā)射電路開(kāi)關(guān)器件的電壓應(yīng)力更低，易于級(jí)聯(lián)擴(kuò)展以適應(yīng)更高電壓等級(jí)；輸出電壓的選擇更靈活，使得發(fā)射電流上升、下降速度更快，可以降低電流上升階段及穩(wěn)流階段對(duì)接受信號(hào)的干擾，有助于減少探測(cè)盲區(qū)。此外，針對(duì)不同探測(cè)要求，可以在發(fā)射電路環(huán)節(jié)對(duì)發(fā)射電流目標(biāo)值進(jìn)行調(diào)節(jié)，從而省去了直流電源級(jí)復(fù)雜的調(diào)壓變壓器。