基于GaN HEMT的寬帶高效率濾波Doherty功率放大器

劉國(guó)華，簡(jiǎn)葉龍，程知群

（杭州電子科技大學(xué)電工電子國(guó)家級(jí)實(shí)驗(yàn)教學(xué)示范中心，杭州 310018）

0 引言

隨著無(wú)線通信技術(shù)的快速發(fā)展，通信數(shù)據(jù)速率和通信系統(tǒng)能耗不斷增加［1］。為了滿足通信需求，數(shù)據(jù)傳輸使用了具有大帶寬和高峰均比的調(diào)制信號(hào)［2］。功率放大器（簡(jiǎn)稱“功放”）作為通信系統(tǒng)中能源消耗的主要組件［3］，其效率的提高將有助于減少能源的消耗。此外，無(wú)線通信技術(shù)中關(guān)鍵部件的尺寸大小對(duì)設(shè)計(jì)成本也會(huì)產(chǎn)生影響。

為了提高功率放大器的效率，學(xué)者們提出了如包絡(luò)跟蹤［4］、動(dòng)態(tài)負(fù)載調(diào)制［5］等不同技術(shù)。而Doherty功率放大器由于其較高的功率回退處效率、良好的線性度以及簡(jiǎn)單的結(jié)構(gòu)被廣泛使用［6-7］。傳統(tǒng)的Doherty功放通常由載波功率放大器和峰值功率放大器兩路組成［8］。通過控制峰值功放來動(dòng)態(tài)調(diào)制組合輸出負(fù)載，以維持載波功放在寬輸出回退范圍內(nèi)高效率工作。對(duì)于高效率功放帶寬的拓展，可以通過連續(xù)類思想［9-10］和簡(jiǎn)化實(shí)頻［11］等技術(shù)來實(shí)現(xiàn)。在射頻前端電路中，功率放大器的前端或后端通常會(huì)與濾波器級(jí)聯(lián)，以抑制輸入到功率放大器的干擾信號(hào)或抑制由功率放大器的非線性引起的帶外干擾，而功率放大器與濾波器級(jí)間不完全匹配以及濾波器自身的插入損耗會(huì)導(dǎo)致電路整體性能的下降以及尺寸的增加。因此，提高功率放大器的效率及其小型化是一個(gè)亟待解決的問題。

為了解決上述問題，本文設(shè)計(jì)中將濾波功能特性集成至功率放大器設(shè)備中，將具有帶通濾波特性的功率分配器替代傳統(tǒng)Doherty 功放中廣泛使用的威爾金森功率分配器，以抑制輸入到功率放大器的干擾信號(hào)，該功分器將同時(shí)起到選頻和功分作用。設(shè)計(jì)具有低通濾波特性的后匹配網(wǎng)絡(luò)以抑制由功放的非線性引起的帶外干擾。采用階躍式阻抗匹配方法來設(shè)計(jì)功放的輸入輸出匹配電路以進(jìn)一步拓展Doherty 功放的工作帶寬。從而減小整個(gè)通信系統(tǒng)的損耗和尺寸以提高其效率和降低其設(shè)計(jì)成本?；诖?，設(shè)計(jì)了一款工作在2.3～2.7 GHz頻段的寬帶高效率濾波Doherty功率放大器。

1 濾波Doherty功率放大器設(shè)計(jì)

1.1 濾波Doherty功率放大器結(jié)構(gòu)分析

為了抑制輸入到功率放大器的干擾信號(hào)和輸出的非線性帶外干擾信號(hào)，通常將濾波器級(jí)聯(lián)在功放的前端或后端。其中功率放大器和濾波器通常被視為兩個(gè)獨(dú)立的組件而單獨(dú)設(shè)計(jì)，兩者通過一段50 Ω互連傳輸線級(jí)聯(lián)。由于濾波器與功放之間的不完全匹配以及濾波器自身的插入損耗會(huì)導(dǎo)致電路整體性能的下降。為了進(jìn)一步優(yōu)化電路性能并減小尺寸，本文將濾波特性集成至Doherty 功放中，如圖1 所示。與傳統(tǒng)Doherty功放不同的是所設(shè)計(jì)的濾波功率分配器以及濾波后匹配網(wǎng)絡(luò)都具有濾波特性，消除了濾波器與功放之間由于失配所產(chǎn)生的損耗。該濾波功率分配器將同時(shí)起到頻率選擇和功率分配的作用，濾波后匹配網(wǎng)絡(luò)不僅可以將載波功放與峰值功放合路處的阻抗變換到終端負(fù)載阻抗，還具有濾波的作用。

圖1 濾波器與Doherty功放級(jí)聯(lián)結(jié)構(gòu)框圖

1.2 濾波功率分配器的設(shè)計(jì)

傳統(tǒng)Doherty功放中較多使用的是單級(jí)或多級(jí)威爾金森功率分配器（簡(jiǎn)稱“功分器”）實(shí)現(xiàn)功率分配，多級(jí)威爾金森功分器具有較好的寬帶特性，但不具有濾波特性。為了將濾波特性集成于Doherty 功放中，采用了雙邊耦合終端加載微帶線結(jié)構(gòu)的寬帶濾波功分器［12］，圖2（a）顯示了該寬帶濾波功分器的結(jié)構(gòu)示意圖，由上下兩條對(duì)稱的耦合微帶線、兩條終端加載的開路枝節(jié)微帶線以及一個(gè)隔離電阻R構(gòu)成。耦合微帶線的奇偶模特征阻抗和電長(zhǎng)度分別為Z0o、Z0e和θ，開路枝節(jié)微帶線的特征阻抗和電長(zhǎng)度分別為Z和2θ。定義該濾波功分器的中心頻率為f0，θ 在f0處的選擇為90°。3 個(gè)端口的端接阻抗分別為Z1、Z2和Z3，均等于Z0（50 Ω），在兩條耦合微帶線之間添加隔離電阻R，以達(dá)到良好的隔離和匹配性能。由于該濾波功分器為對(duì)稱結(jié)構(gòu)，可采用奇偶模分析法對(duì)其進(jìn)行分析，其奇模和偶模等效電路如圖2（b）和2（c）所示。

圖2 寬帶濾波功分器

在偶模激勵(lì)條件下，端口1 的終端阻抗變?yōu)?Z0。根據(jù)威爾金森功分器的設(shè)計(jì)原理，可以分析偶模激勵(lì)下輸入匹配和功率分配的性能，從而進(jìn)一步解釋奇模激勵(lì)下的輸出匹配與隔離性能。將耦合微帶線的4 個(gè)端口分別用1～4 標(biāo)記，用Un和In（n＝1，2，3，4）表示各個(gè)端口的電壓以及電流。耦合微帶線輸入端的電壓、電流分別設(shè)為UI和II，輸出端的電壓和電流分別設(shè)為Uo和Io，則耦合微帶線四端口的終端條件可表示為：

將終端條件1 代入4 端口耦合微帶線阻抗矩陣方程［13］，該二端口網(wǎng)絡(luò)的阻抗矩陣為：

該二端口網(wǎng)絡(luò)的輸入阻抗Zin和端口1 的回波損耗S11可表示為

式中：S11體現(xiàn)端口1 的阻抗匹配性能。根據(jù)公式（2）～（4）可知，可以通過調(diào)節(jié)耦合微帶線的奇偶模特征阻抗值以及開路枝節(jié)微帶線的特征阻抗值來調(diào)節(jié)該濾波功率分配器的匹配特性和帶寬。根據(jù)上述理論分析，選取中心頻率為2.5 GHz，對(duì)該濾波功分器的原理結(jié)構(gòu)圖進(jìn)行了仿真分析，其具體的設(shè)計(jì)參數(shù)值為：Z0e＝195 Ω，Z0o＝65 Ω，Z＝46 Ω，θ ＝90°和R＝330 Ω。最終得到的S參數(shù)仿真結(jié)果如圖3 所示。

圖3 濾波功分器S參數(shù)仿真結(jié)果

在目標(biāo)頻段2.3～2.7 GHz范圍內(nèi)，S11與S22參數(shù)值均小于-20 dB，表明輸入輸出端口有較好的匹配特性，通帶內(nèi)S21參數(shù)值接近于-3 dB，實(shí)現(xiàn)兩路功率等分作用，且通帶外抑制均在-17 dB 以下，表現(xiàn)出了良好的濾波特性以及高選擇性。通帶內(nèi)S23的參數(shù)值都在-32 dB以下，兩輸出端口顯示出較好的隔離特性。

1.3 濾波后匹配網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計(jì)

濾波后匹配網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計(jì)用于實(shí)現(xiàn)載波功放和峰值功放合路處的阻抗與50 Ω終端負(fù)載阻抗的匹配。傳統(tǒng)的后匹配網(wǎng)絡(luò)一般都采用特征阻抗為35 Ω 的λ／4阻抗變換線，該匹配結(jié)構(gòu)只適用于窄帶匹配，且不具有濾波特性。本文所需設(shè)計(jì)的寬帶濾波Doherty 功率放大器采用了低通濾波匹配結(jié)構(gòu)應(yīng)用于后匹配網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計(jì)，其分布參數(shù)匹配電路如圖4（a）所示。同時(shí)，圖4（a）還顯示了后匹配網(wǎng)絡(luò)的阻抗軌跡，可以看到基波阻抗很好地落在50 Ω區(qū)域附近，二次諧波幾乎落在史密斯圓圖的右半邊緣，呈現(xiàn)開路趨勢(shì)，表現(xiàn)出了良好的基波匹配特性以及對(duì)二次諧波的抑制特性。其頻率響應(yīng)如圖4（b）所示，在2.3～2.7 GHz目標(biāo)頻段內(nèi)，S11參數(shù)值均小于-20 dB，S21參數(shù)值也趨向于0 dB，帶外抑制高達(dá)-48 dB，且產(chǎn)生兩個(gè)傳輸零點(diǎn)，具有較好的選擇性和濾波特性。

圖4 后匹配網(wǎng)絡(luò)結(jié)構(gòu)與阻抗軌跡及其頻率響應(yīng)

1.4 寬帶濾波Doherty功率放大器的設(shè)計(jì)

為了驗(yàn)證上述濾波功率分配器以及濾波后匹配網(wǎng)絡(luò)的可行性，利用階躍阻抗匹配方法對(duì)功率放大器的輸入輸出匹配電路進(jìn)行寬帶匹配，采用CGH40010F晶體管設(shè)計(jì)一款寬帶高效率濾波Doherty 功率放大器，其電路原理結(jié)構(gòu)以及尺寸如圖5 所示。其中載波功放的漏極電壓Uds1為28 V，柵極電壓Ugs1為-2.8 V，工作在AB 類。峰值功放的漏極電壓Uds2為28 V，柵極電壓Ugs2為-6 V，工作在C類。偏置電路中的電容以抑制高頻噪聲，柵極偏置上插入的電阻以及輸入匹配電路中的RC并聯(lián)網(wǎng)絡(luò)用于保證整體電路的穩(wěn)定性，防止產(chǎn)生自激振蕩。

2 測(cè)試及結(jié)果

基于圖5 所設(shè)計(jì)的濾波Doherty 功率放大器拓?fù)鋱D，選用羅杰斯4350B 介質(zhì)基板（εr＝3.66，H＝0.762 mm）進(jìn)行了實(shí)物制作。經(jīng)加工裝配好的實(shí)物圖如圖6所示。

圖5 濾波Doherty功率放大器拓?fù)鋱D

圖6 濾波Doherty功率放大器實(shí)物圖

對(duì)制作完成的濾波Doherty 功率放大器進(jìn)行實(shí)物測(cè)試，測(cè)試結(jié)果如圖7、8 所示。在連續(xù)波激勵(lì)下對(duì)2.3～2.7 GHz頻段進(jìn)行大信號(hào)測(cè)試Doherty功放的輸出功率、漏極效率和增益。從測(cè)試結(jié)果與仿真結(jié)果對(duì)比圖中可以看到，在2.3～2.7 GHz 頻帶內(nèi)，飽和輸出功率情況下，漏極效率均在66%以上，在中心頻點(diǎn)2.5 GHz處達(dá)到峰值漏極效率為77.6%，峰值輸出功率達(dá)到44.6 dBm。在輸出功率回退6 dB 狀態(tài)下，漏極效率均在51%以上，峰值漏極效率達(dá)到62%。

圖7 仿真與測(cè)試結(jié)果對(duì)比圖

圖8 漏極效率、增益與輸出功率關(guān)系曲線圖

表1 是本文所設(shè)計(jì)的Doherty 功放與近幾年文獻(xiàn)報(bào)道中相關(guān)功放主要技術(shù)指標(biāo)的對(duì)比。由于濾波Doherty功率放大器的相關(guān)研究較少，將文獻(xiàn)［13］中采用MOSFET MW6S004 NT1 晶體管所設(shè)計(jì)的濾波Doherty功率放大器也進(jìn)行了比較。很顯然，本設(shè)計(jì)的Doherty功放不論是在帶寬，還是在輸出功率以及效率方面與其他文獻(xiàn)相比較都具有一定的優(yōu)勢(shì)。

表1 本文與相關(guān)文獻(xiàn)功放主要技術(shù)指標(biāo)的對(duì)比

3 結(jié)語(yǔ)

通過將具有寬帶帶通濾波特性的功率分配器應(yīng)用于Doherty功放中，結(jié)合具有低通濾波特性的后匹配網(wǎng)絡(luò)，既起到阻抗變換功能，又對(duì)二次諧波進(jìn)行了很好的控制，再利用階躍式阻抗匹配方法對(duì)功放的輸入輸出匹配電路進(jìn)行寬帶匹配。基于此，采用CGH 40 010 F晶體管設(shè)計(jì)了一款工作在2.3～2.7 GHz頻段內(nèi)，可應(yīng)用于無(wú)線通信的寬帶高效率濾波Doherty 功率放大器。實(shí)測(cè)結(jié)果表明，在2.3～2.7 GHz頻段內(nèi)，所設(shè)計(jì)的Doherty功放飽和輸出功率高達(dá)44.6 dBm，飽和漏極效率范圍為66.4%～77.6%。輸出功率回退6 dB時(shí)的漏極效率為51%～62%。