VHF寬帶E類高效率功率放大器設(shè)計(jì)

佘廣益，付松源，蕭贊亮

（中國電子科技集團(tuán)公司第七研究所，廣東 廣州510310）

開關(guān)模式射頻功率放大器（D、E、F類）將功放管用作開關(guān)獲得較高的效率 。MOSFET具有1 ns甚至更短的開關(guān)時間且能承受反向漏極電流，可以很好地應(yīng)用到這類模式。

D類功放通過一對輪流處于導(dǎo)通和截止?fàn)顟B(tài)的晶體管來放大信號，然而在微波頻段晶體管的雜散電容和電感破壞了D類功放的理想開關(guān)特性，使得電壓或電流產(chǎn)生嚴(yán)重拖尾而重疊，導(dǎo)致效率下降。因此D類功放比較適合不超過30 MHz的低頻段應(yīng)用。

F類功放需要復(fù)雜的負(fù)載網(wǎng)絡(luò)以便對齊偶次諧波提供開路或者短路阻抗，導(dǎo)致它一般使用在UHF或微波頻段。

E類的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)是漏極一個并聯(lián)電容，漏極與負(fù)載之間串聯(lián)一個電感。而功放管本身具有的漏極電容和引腳電感可以吸收到負(fù)載匹配網(wǎng)絡(luò)中去，因此可以應(yīng)用到比D類高的頻率中。選擇合適的漏極并聯(lián)電容和負(fù)載阻抗可以保證當(dāng)功放管剛導(dǎo)通時漏極電壓達(dá)到零（理想情況還具有零斜率）。由于在功放管導(dǎo)通時漏極電容沒有儲存能量，在開關(guān)轉(zhuǎn)換過程中沒有能量耗散，導(dǎo)致高的轉(zhuǎn)換效率（理想情況為100%）[1-2]。

E類功放工作在飽和和截止的開關(guān)狀態(tài)，因此會帶來固有的非線性，然而它是康氏包絡(luò)消除和恢復(fù)EER(Kahn Envelope Elimination and Restoration)技術(shù)高效線性放大系統(tǒng)的一個重要組成部分。Kahn技術(shù)將輸入信號進(jìn)行幅度和相位分離，相位調(diào)制信號作為E類功放的驅(qū)動信號，而包絡(luò)信號作為電源調(diào)制器的幅度調(diào)制信號。

1 電路設(shè)計(jì)

使用單管的E類功放電路如圖1所示，射頻功放管是28-V MOSFET，輸入電路使用了寬帶匹配，因此只需要改變輸出調(diào)諧元件值即可工作在不同頻段。

理論上，E功放的漏極峰值電壓為3.56 VDD(VDD為漏極供電電壓)，實(shí)際為2.5 VDD～4VDD，考慮到漏極最高峰值電壓，使用28-V具有70 V擊穿電壓的MOSFET是必要的。依據(jù)不同頻率采用漏極供電電壓在15 V～18 V之間比較合適。

開關(guān)驅(qū)動信號加到變壓器T1輸入端 (50 Ω輸入阻抗)，串聯(lián)電感L3抵消MOSFET的柵極輸入電容，使加到MOSFET柵極的電壓最大。MOSFET的柵極并聯(lián)一個功率 0.25 W、10 Ω電阻 R,在工作頻率范圍內(nèi),電阻 R提供變壓器T1需要的負(fù)載阻抗。輸入電路可以寬帶工作，直到MOSFET的柵極阻抗小于10 Ω。

圖1 E類功放簡化電路圖

偏置電壓VGG通過電阻R加到柵極，調(diào)整VGG使靜態(tài)電流為10 mA，使MOSFET處于導(dǎo)通的邊緣以便開關(guān)驅(qū)動信號可以使MOSFET迅速地導(dǎo)通和截止。

開關(guān)驅(qū)動信號由前級工作在A類的功放管直接提供(圖中未畫出)，輸出功率為27 dBm。

漏極負(fù)載線的選擇在輸出功率、最高工作頻率、MOSFET飽和導(dǎo)通電阻損耗之間折衷考慮 ?；镜脑O(shè)計(jì)方程見參考文獻(xiàn)[3],當(dāng)輸出功率為5 W時漏極負(fù)載阻抗為25.9 Ω(保證漏極峰值電壓小于最大擊穿電壓，漏極供電電壓定為15 V)，變壓器T2將濾波器的輸入端阻抗變換為需要的負(fù)載阻抗同時進(jìn)行參數(shù)補(bǔ)償。

漏極總并聯(lián)電容阻抗為R/0.183 6=141 Ω。相應(yīng)的總電容范圍為 37.6 pF(30 MHz)～14.1 pF(80 MHz)， 選擇MOSFET時漏極輸出電容值約為17.3 pF(在65 MHz的理論值),在低頻端通過增加漏極并聯(lián)電容使它工作在E類優(yōu)化狀態(tài)，而高頻端只能工作在次優(yōu)化狀態(tài)。

保證E類優(yōu)化工作狀態(tài)漏極需要一個剩余串聯(lián)電抗1.15 R=29.7 Ω，在低頻端可以由輸出端電感 L1經(jīng)過T2變換后獲得，在高頻端直接由L0的一部分提供。電源功率經(jīng)過射頻扼流圈L提供，射頻扼流圈在最低頻率(30 MHz)的電抗應(yīng)該為漏極負(fù)載阻抗25.9 Ω的 5倍左右[4]。

輸出濾波器由 L1、C2、L2和 C3組成，它完成功放50 Ω負(fù)載阻抗到需要的漏極負(fù)載阻抗變換的功能，電容C2相當(dāng)于“負(fù)載”對輸出功率進(jìn)行調(diào)整，電容 C3相當(dāng)于“調(diào)諧元件”對效率進(jìn)行調(diào)整。L1的電感值不能太小，保證對三次諧波足夠的抑制[5]。

2 仿真結(jié)果

根據(jù)圖1所示的電路圖，在ADS中搭建原理圖，插入諧波仿真控件進(jìn)行輸出功率Po和效率PAE仿真,如圖2(a)，在進(jìn)行頻段改變時，只需要改變起始和終止頻率。

利用ADS強(qiáng)大的自動優(yōu)化功能,插入控件 Pt和PAE對輸出功率Po和效率PAE進(jìn)行優(yōu)化，如圖2(b)。

輸出功率和效率仿真結(jié)果如圖3所示,在30 MHz～80 MHz時輸出功率為4 W～6 W,效率＞80%。

3 測試性能

在 30 MHz、50 MHz、80 MHz工作時漏極電壓波形分別如圖4所示，可以看出在30 MHz、50 MHz波形接近理想E類波形，而在80 MHz的波形反應(yīng)出功放工作在次優(yōu)化E類狀態(tài)。

圖2 在ADS中搭建原理圖

圖3 輸出功率Po和效率PAE仿真結(jié)果

圖4 漏極電壓波形

在提供合適的負(fù)載阻抗和漏極并聯(lián)電容的理想情況下的，E類功率放大器具有100%的效率。而實(shí)際上，隨著漏極負(fù)載阻抗的減小 (即輸出功率增加)，MOSFET飽和導(dǎo)通電阻的損耗會增加(即效率下降)，故需要在效率和輸出功率之間折衷考慮[6]。

實(shí)際測試輸出功率和效率與頻率的關(guān)系如圖5所示。在 30 MHz～78 MHz頻段輸出功率為 3.5 W～7.1 W,效率為63.1%～83.1%，這與仿真結(jié)果比較吻合。在80 MHz輸出功率為3.23 W，效率降低到52.5%，這可以使用漏極輸出電容更小的MOSFET,如GAN管等改善高頻段的性能。

圖5 頻響特性

當(dāng)E類功率放大器應(yīng)用到Kahn EER技術(shù)的線性功放系統(tǒng)時，幅度調(diào)制線性度十分很重要。幅度調(diào)制包括MOSFET漏極電壓的調(diào)制和包絡(luò)信號對電源的調(diào)制。調(diào)幅特性 （漏極電壓VDD對射頻輸出電壓Vom的調(diào)制）基本擬合直線關(guān)系如圖6所示。

漏極電壓變化影響MOSFET漏極輸出電容的大小直接導(dǎo)致相位發(fā)生變化，如圖6，這種不期望的相位調(diào)制是Kahn EER技術(shù)發(fā)射機(jī)信號失真的潛在根源，但可以通過數(shù)字預(yù)失真技術(shù)進(jìn)行消除[7]。

圖6 漏極電壓AM線性度

圖7 效率與漏極電壓的關(guān)系

在不同頻率下，效率與漏極電壓的關(guān)系如圖7所示。在低頻段，漏極電壓較大范圍內(nèi)變化，效率能夠維持較高值；在高頻段，在漏極電壓較低時，功放負(fù)載網(wǎng)絡(luò)出現(xiàn)失諧，效率降低。

本文設(shè)計(jì)的E類開關(guān)模式功率放大器在30 MHz～80 MHz頻段可以獲得較高的效率，良好的漏極電壓調(diào)制特性適合應(yīng)用到Kahn EER技術(shù)的線性功放系統(tǒng)中。

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