沖突射頻識別標簽分離的似然解碼*

桂妮霞吳海鋒李 毅曾 玉陳躍斌

(1.云南民族大學 電氣信息工程學院，云南 昆明650500；2.云南省高校智能傳感網(wǎng)絡及信息系統(tǒng)科技創(chuàng)新團隊，云南 昆明650500)

無線射頻識別(Radio Frequency Identification，RFID)技術是一種利用無線電波讓標簽和閱讀器可進行數(shù)據(jù)交換的自動識別技術。 RFID 系統(tǒng)根據(jù)標簽的工作方式可分為主動式和被動式，根據(jù)工作頻率不同又可分為30 MHz～300 kHz 的低頻、3 MHz～30 MHz 的高頻和300 MHz～968 MHz 的超高頻(Ultra High Frequency，UHF)系統(tǒng)[1]。 由于被動式UHF 系統(tǒng)具有讀寫距離遠和標簽結構簡單等特點，因此已逐漸成為物聯(lián)網(wǎng)前端傳感部分的主要技術，在物聯(lián)網(wǎng)應用中得到了普遍的關注。

UHF RFID 技術應用于物聯(lián)網(wǎng)時，需要同時識別多個標簽以提高識別效率，由于標簽傳輸數(shù)據(jù)共享同一無線信道，因此標簽沖突難以避免，而防沖突是解決標簽沖突的主要技術之一。 防沖突一般在介質 訪 問 控 制(Media Access Control，MAC) 層 進行[2-5]，當發(fā)生沖突時，標簽信號重新發(fā)送，當沖突增多，重發(fā)也增多，因此識別效率并不高。 物理層的分離技術[6]可從沖突信號中直接恢復標簽信號，減少了重發(fā)次數(shù)，因此有效地提高了識別效率，近年來也一直被應用于RFID 標簽防沖突中。 信號編碼作為一種通信技術可有效地抵抗干擾信號，而防沖突實質也是一種抗干擾技術，因此良好的編碼可提高RFID 標簽在物理層的防沖突性能。

頻率漂移在無線通信中是一普遍現(xiàn)象，UHF RFID 中發(fā)生頻率漂移同樣難以避免，這使得傳統(tǒng)的匹配濾波器[7]難以完成較好的解碼過程。 作為現(xiàn)存應用較為廣泛的UHF RFID 標準之一，EPC C1 Gen2[8]規(guī)定信號可使用FM0 和Miller 編碼，由于這些解碼主要通過相位是否改變來判斷碼元，而無需確切知道碼元頻率周期，因此可較好地解決頻率漂移的解碼問題[9]。 特別Miller 碼相比FM0 碼，不僅有相位跳變還有副載波，這使得Miller 碼具有更好的抗噪聲性能。 然而，副載波的存在也使Miller 編解碼比FM0 碼更為復雜。

目前，大多RFID 物理層防沖突技術多集中在FM0 碼[10-12]，本文將研究優(yōu)化Miller 編解碼來提高RFID 標簽防沖突性能。 張吉興等[13]提出通過計算碼元個數(shù)和周期來進行解碼，然而會受到頻率漂移的影響導致解碼失敗。 Lu 等[14]通過與時鐘信號按位異或來去除副載波，再通過相位跳變進行解碼[15]，然而在物理層分離沖突標簽時會產生分離誤差，去除副載波后，分離誤差仍然存在，這使得相位跳變信息不再準確，從而導致誤碼率增高。

針對上述的問題，本文提出一種適用于物理層分離的Miller 解碼方法，利用最大似然的Viterbi 算法完成，來優(yōu)化傳統(tǒng)的Miller 解碼，使該方法在防標簽沖突系統(tǒng)中能得到更好的性能。 在實驗中，采用仿真標簽沖突的模擬數(shù)據(jù)和一組實測Miller 碼的標簽沖突數(shù)據(jù)，得到該方法在10dB 時幾乎沒有誤碼，在15 dB 時分離效率能達到100%，吞吐量最終能達到0.55。

1 相關工作

MAC 層沖突分解采用隨機多址方法，信號隨機選擇時隙發(fā)送，若發(fā)生沖突則信號會重傳。 然而，MAC 層方法將沖突時隙視為無效時隙，通信效率并不高。 物理層分離可將沖突時隙中的各信號進行恢復。 由于其將沖突時隙視為有效通信時隙，因此通信效率得到了提高。 沖突信號實為各信源信號的疊加信號，圖1(a)中，兩個信源疊加后成為沖突信號。通常，具有N個信源的二進制數(shù)字單極性碼經同相正交相(Inphase Quadrature，IQ)解調后，其采樣點投射至復平面后會呈現(xiàn)J=2N個簇[16]，由各簇中心點實部和虛部構成的復數(shù)可表示為

式中:h1，h2，…h(huán)N分別為各信號源衰減復系數(shù)。 經過聚類后，各采樣點可根據(jù)式(1)的中心點分離為N個信源點，即[16]

通過式(1)和式(2)，可將沖突信號進行分離。圖1(b)為兩個信號源沖突信號投射至復平面的情形，其中，對于任一采樣點，若其屬于中心點為0，h1，h2或h1＋h2的簇，則被分解為00，01，10 或11。

圖1 物理層分離沖突信號示例

另外一種物理層分離方法根據(jù)信源的編碼直接從沖突信號中解碼出各個信源信號，例如FM0 碼，根據(jù)其編碼規(guī)則，有Kim 等[17]利用碼元跳變的位碰撞算法，也有Benbaghdad 等[18]利用信號不同步完成的邊緣檢測算法，但是這些算法存在的問題是需要一些確定信息，當未知周期或信號不同步時，將很難完成。 也有一種方法是可將其看作一個有限狀態(tài)機，利用該狀態(tài)機，Viterbi 算法[19]解碼可從所有搜索路徑中快速尋找一條最大似然路徑，以此消除其他信源對本信源的干擾，然后再用連續(xù)干擾消除逐次解碼各個信源。

除FM0 碼，EPC C1 Gen2 還規(guī)定UHF RFID 可采用Miler 碼，圖2(a)和(b)為Miller 碼狀態(tài)轉化圖及對應的碼型，從圖中可以看到，Miller 碼與FM0 碼一樣可看作一個有限狀態(tài)機圖，但是Miller 碼中每個碼元包含了副載波，如圖2(c)，在圖中的例子，碼元序列均為“010”，不同的階數(shù)M表示不同的副載波頻率，數(shù)字越大頻率越高。 傳統(tǒng)的Miller 碼解碼先將信號與其頻率相同的副載波進行異或運算以去除副載波，再由相位跳變原則進行解碼。 圖2(d)給出了用該方法進行解碼的例子，其中M=4，解碼后得到碼元“11”。

圖2 Miller 編碼及解碼圖

2 問題提出

沖突信號分離時本身帶有分離噪音，如圖3 中左圖所示，經分離后其信號波形中將帶有一些無效的相位跳變，如圖3 中右圖所示。 若該信號為Miller碼，則通過傳統(tǒng)的異或運算后，這些由分離噪聲所帶來的跳變仍然有部分無法消除。 由于Miller 解碼需要判斷一個碼元中是否有相位跳變，因此這些無效跳變就容易產生誤碼。

圖3 有分離噪聲的Miller 副載波去除

另外，即使分離誤差能夠被解決，但是對沖突信號進行分離仍然存在一些不確定性。 圖3 左圖中兩個沖突標簽信號在復平面形成了四個簇，其中心點從0 開始按順時針順序依次為h1，h2和h1＋h2。 然而，由于每個標簽信號的復衰落系數(shù)并未提前預知，其同相或正相端的系數(shù)可大可小，也可正可負，因此四個中心點的排列也可能是逆時針或其他順序。 為確定各中心點的位置，一種直接方法是對信號衰落系數(shù)進行估計，但是無論是導頻估計或者盲估計[20-22]都會增加系統(tǒng)的復雜度。

利用Viterbi 解碼的方法無需先對信號分離，可直接從沖突信號中恢復源標簽信號，但它也存在一些問題。 Viterbi 解碼需要計算觀測信號與搜索信號間的似然距離，通過尋找最大似然路徑來找到幸存路徑。 然而，若信號為單極性碼波形，則搜索的路徑由歸一化的0 或1 表示，而搜索路徑由于并未估計其第n個標簽的衰落系數(shù)hn，其單極性碼波形由0或hn構成，如圖4 所示。 此時，若hn較小，則容易將信號1 誤判為信號0，導致幸存路徑的計算失敗。

圖4 似然距離計算錯誤示例圖

3 算法

3.1 系統(tǒng)模型

在RFID 系統(tǒng)中，當有N個標簽在同一時隙應答時，閱讀器將會接收到N個標簽的疊加信號，如圖5 所示，該信號經IQ 解調后可表示為一復數(shù)信號，記為

式中:hn表示第n個標簽的信道衰減系數(shù)，通常其為一平坦性衰落的時不變信道；ξ(t)是加性高斯白噪聲；L為載波泄露；xn(t)代表第n個標簽信號，表示為

式中:ek，n∈{0，1}K×1表示第n個標簽發(fā)射的第k′個碼元sk′，n∈{0，1}K′×1經編碼后的碼元序列，K為編碼后的碼元塊長，K′=K/2M為標簽原始碼元長度，M為Miller 碼階數(shù)，例 如M=2 時，若sk′，n為1時，編 碼 后 的 碼 元e4k′＋1，n，e4k′＋2，n，…e4(k′＋1)，n就 為1001；an為調制脈沖波形，gn和bn分別表示碼元周期和時延。

本文算法對接收的沖突信號進行解碼的基本流程如圖5 所示，先對接收信號進行采樣，設T為采樣周期，做I次采樣可得接收信號矢量z=[zi]∈?1×I，其中? 為復數(shù)集，zi=z(iT)，i=1，2，…I。 然后，采用分離算法得到N個標簽信號矢量，n=1，2，…N。最后，利用Viterbi 對解碼得到標簽原始碼元序列矢量。

圖5 系統(tǒng)框圖

3.2 分離算法

令D=[dj]∈{0，1}J×N為行向量dj所構成的字典矩陣，其中J=2N，并有dj≠dn當j≠n，那么聚類中心矢量C=[cj]∈?J×1可表示為

對于兩個沖突標簽的情形，字典矩陣D可表示為

由于未知信道系數(shù)H，即使已得到各聚類中心點，也無法確定與聚類中心矢量C中cj的對應關系，因此矢量C仍然未知，理論上其有種排列。為此，我們需要對C進行估計。

標簽在發(fā)射其信號時有一段靜默期[23]，此時有載波泄露L，如圖7 所示，經采樣后可確定該簇中心點c′1，表示為

另外，由EPC Gen2 可知，每個標簽在發(fā)射RN16 之前均需有一段相同的前綴信號[8]，如圖6，因此對于兩個標簽的情形可確定另一個簇中心點，表示為

圖6 確定聚類中心關系圖

據(jù)此，矢量C中的c1和c4可由下式進行估計

c2和c3可由剩余的兩個聚類中心點確定，分別對應h1和h2，因為沖突標簽數(shù)為兩個，也可分別對應于h2和h1，表示為

由式(9)～式(11)可確定矢量C，進而確定式(5)，再由式(5)的字典矩陣D可得到聚類中心cj對應聚類簇Sj中各點和dj間的映射關系fdict(·)，表示為

例如，對于兩個標簽，若zi∈S1，fdict(zi)就為[00]，若zi∈S2，fdict(zi)就為[10]。 利用式(12)可對信號向量z進行分解，得到一個由行向量ξi構成的信號矩陣∈{0，1}I×N，其中ξi=fdict(yi)，該分解過程表示為

3.3 Viterbi 解碼算法

建立似然函數(shù)

在式(15)的求解中，若對sn采用窮盡搜索，則搜索次數(shù)為2K′，計算量龐大，可采用Viterbi 解碼減少其搜索次數(shù)。

由于碼元sk′，n，k′=1，2，…，K′相互獨立，因此可將式(15)中的似然距離改寫為

圖7 Miller 碼網(wǎng)格圖和解碼狀態(tài)波形

表1 算法步驟

4 實驗設置

在本文實驗中，將使用一個閱讀器分離兩個標簽的沖突信號，RFID 閱讀器和標簽遵循EPC C1 Gen2 的標準，通過該通信系統(tǒng)來驗證本文提出的算法，實驗數(shù)據(jù)包含了仿真數(shù)據(jù)和實測數(shù)據(jù)。

4.1 仿真數(shù)據(jù)

仿真數(shù)據(jù)模擬了兩個標簽的沖突信號，由式(3)得到，具體參數(shù)設置如表2 所示。 其中，載波泄露在沖突信號中的表現(xiàn)更像是一個幅值常量[23]，而為了更好體現(xiàn)噪聲對分離沖突信號的影響，仿真數(shù)據(jù)中設置的載波泄露為0。 同時，由于衰落系數(shù)的大小對傳統(tǒng)Viterbi 解碼的性能有較大影響，因此仿真數(shù)據(jù)中設置了兩組不同的衰落系數(shù)，如表3 所示。

表2 仿真數(shù)據(jù)參數(shù)設置

表3 信號衰落系數(shù)設置

4.2 實測數(shù)據(jù)

實測數(shù)據(jù)來自電子科技大學信息與通信工程學院射頻集成電路與系統(tǒng)研究中心[24]所提供的超高頻RFID 系統(tǒng)設備，數(shù)據(jù)通過示波器進行采集，表4是實驗設備的相關參數(shù)設置。

表4 實測設備系統(tǒng)設置

4.3 性能評價

4.3.1 算法比較

為驗證本文所提算法的性能，在所有基本參數(shù)設置相同的情況下，仿真實驗比較了四種算法性能，分別為M＿Viterbi、F＿Viterbi、M＿XOR 和N＿Viterbi，信號衰落系數(shù)均未知，其中M＿Viterbi 為本文提出算法，編碼使用Miller 碼，沖突信號分離后再使用Viterbi 解碼。 F＿Viterbi 采用FM0 編碼[10]，分離后采用Viterbi 進行解碼[19]，將M＿Viterbi 與其對比以分析不同編碼性能。 M＿XOR 采用Miller 編碼，但分離后采用異或[15]解碼算法，將M＿Viterbi 與其對比以分析兩種解碼算法的性能。 N＿Viterbi 使用Miller編碼，但不分離沖突信號，直接采用Viterbi 解碼，將M＿Viterbi 與其對比，以分析信號分離[16]與否對解碼性能的影響。 以上算法的具體設置如表5 所示。

表5 各算法設置

實測數(shù)據(jù)為M=4 的Miller 碼，實驗中對比了M＿Viterbi、M＿XOR 和N＿Viterbi 三種算法。 由于F＿Viterbi采用FM0 解碼，因此實測數(shù)據(jù)中未采用該算法。

4.3.2 性能指標

實驗中，設定以下指標對算法性能進行評價。誤碼率定義為錯誤解碼碼元數(shù)be與總碼元數(shù)bt的比值

分離效率定義為成功解碼標簽數(shù)ns與總標簽數(shù)nt的比值

式中:只有當標簽一次發(fā)送的K′個碼元均被成功解碼才視為該標簽被成功解碼。

吞吐量定義為平均一個幀中成功解碼的標簽數(shù)Ls與該幀長Lt的比值，表示為

以上三種指標中，越小的誤碼率，越高的分離效率與吞吐量值將具有越好的性能。

5 實驗結果與分析

5.1 仿真數(shù)據(jù)

當信噪比取值-25 dB 到25 dB 時，圖8 給出了四種算法在不同衰落系數(shù)的誤碼率曲線圖、分離效率圖及吞吐量圖來比較說明各算法的性能。 衰落系數(shù)值見表2 所示，表中第1 組的衰落系數(shù)較小，第2組的系數(shù)較大。

圖8(a)和圖8(d)給出誤碼率曲線圖，在信噪比為-20 dB 到5 dB 時，M＿Viterbi 算法誤碼率曲線始終低于F＿Viterbi 和M＿XOR 算法，信噪比在10 dB 以后，M＿Viterbi 算法無誤碼。 該結果說明，M＿Viterbi 算法的性能在低信噪比下，優(yōu)于F＿Viterbi 和M＿XOR 算法。 同時，從M＿Viterbi 和F＿Viterbi 比較可以看出，在相同鏈路頻率下，Miller碼的性能比FM0 碼更好。 另外，M＿XOR 算法在信噪比為-5 dB 到10 dB 時，誤碼率大幅下降，這說明當噪聲變小，異或算法能使誤碼率得到降低，但噪聲太大時傳統(tǒng)異或的方法會產生較多的解碼錯誤。 在圖8(a)中，N＿Viterbi 算法在衰落系數(shù)很小時，在所有信噪比下均存在大量誤碼，而在圖8(d)中，衰落系數(shù)較大時，N＿Viterbi 的誤碼率有一定幅度的降低，說明N＿Viterbi 算法的性能與衰落系數(shù)有關。

圖8 各算法性能比較結果圖

圖8(b)和圖8(e)分別給出不同衰落系數(shù)下的分離效率。 與誤碼率曲線類似，M＿Viterbi 算法分離效率曲線始終高于F＿Viterbi 和M＿XOR 算法，而N＿Viterbi的分離效率與信道衰落系數(shù)有關，信道衰落系數(shù)較低時Viterbi 算法就會發(fā)生誤判，如圖8(b)。圖8(e)中N＿Viterbi 的分離效率隨著信噪比的增大，衰落系數(shù)小于0.5 的標簽始終無法正確解碼，其解碼性效率只能達到約50%，其原因與圖4 分析的一致。

圖8(c)和圖8(f)給出了將各算法嵌入到ALOHA隨機多址所得到的吞吐量，其中在ALOHA中幀長和標簽數(shù)均設為128，當標簽發(fā)生沖突時則執(zhí)行沖突分離解碼算法。 另外，圖中還給出未采用分離型沖突分解的純ALOHA 系統(tǒng)吞吐量，其吞吐量接近理論值0.367[25]。 從圖中可見，當信噪比逐漸增大時，分離型沖突分解算法的吞吐量均大于純ALOHA 系統(tǒng)吞吐量，M＿Viterbi、F＿Viterbi 和M＿XOR算法吞吐量最終均能達到約0.55，這說明分離型沖突分解算法確實可增大ALOHA 系統(tǒng)的吞吐量。圖8(c)中兩個標簽衰落系數(shù)均很小時，N＿Viterbi算法的吞吐量與純ALOHA 系統(tǒng)吞吐量相似，只能達到0.367，而圖8(f)中其中一個標簽衰落系數(shù)大于0.5 時能被成功分解，因此吞吐量能達到0.46。

5.2 實測數(shù)據(jù)

為了得到更可靠的實驗結果，本文隨機取了兩組實測數(shù)據(jù)，并分別獨立做了兩組實驗，對實驗結果求均值。 實測數(shù)據(jù)分為I 路和Q 路，圖9 給出了一組I 路信號，其中顯示了部分前綴信號及RN16 信號，從信號圖中可以看出該信號的噪聲很小。 由于實測信號是Miller 編碼， 因此表6 只給出了M＿Viterbi、M＿XOR 和N＿Viterbi 算法實驗結果的均值。 從該表可以看到，M＿Viterbi 和M＿XOR 兩種算法的誤碼率均為0，可見M＿Viterbi 算法在實際應用中也能達到預期的解碼性能，同時，由于實測信號信噪比較小，因此M＿XOR 也沒有產生誤碼，獲得了較好的誤碼率性能。 N＿Viterbi 算法對信道衰落系數(shù)要求較高，即使標簽數(shù)據(jù)的噪聲很小該算法依然不能將標簽正確解碼，平均吞吐量只有0.365，與純ALOHA 系統(tǒng)吞吐量理論值接近。

圖9 實測數(shù)據(jù)的I 路信號

表6 實測數(shù)據(jù)下各算法性能

6 總結

本文針對UHF RFID 通信系統(tǒng)，利用物理層分離的沖突分解方法對ALOHA 隨機多址中的沖突信號進行分離解碼，以此提高系統(tǒng)的吞吐量。 在本文ALOHA 網(wǎng)絡的仿真實驗中，在10 dB 時，采用本文的M＿Viterbi 算法，系統(tǒng)吞吐量達到了0.55。 本文提出的M＿Viterbi 算法在與不同編碼同解碼算法、同編碼不同解碼算法以及同編碼同解碼而不分離標簽算法的對比中，都具有5 到10 dB 的更優(yōu)的解碼性能。另外，本文還對實測的UHF RFID 沖突信號進行處理，實驗結果表明本文算法吞吐量達到了0.55，相比傳統(tǒng)的ALOHA 系統(tǒng)，吞吐量提高了約0.2。

由于無法估計3 個及3 個以上沖突標簽的信道系數(shù)，因此本文算法的理論及驗證實驗僅完成了兩個標簽沖突。 由于在一個動態(tài)幀ALOHA 系統(tǒng)中，幀長和信號源數(shù)目可近似相等，發(fā)生3 個及3 個以上信號源沖突的概率相對較小，因此本文算法可解決該系統(tǒng)中較大一部分的沖突時隙。 從本文實驗結果中也可以看出，分離沖突信號源為2 的沖突時隙可以進一步提高吞吐率。 另外，在本文的實測數(shù)據(jù)實驗中，我們將閱讀器端接收到的沖突信號數(shù)據(jù)采集提取后送至軟件工具中進行處理，以得到各算法的性能指標。 更完整的測試應該是將算法嵌入至閱讀器端，據(jù)此測試算法性能。 因此，在將來的工作中，我們將完成各算法應用至RFID 閱讀器，從而得到更全面的實驗結果。

致謝感謝電子科技大學信息與通信工程學院射頻集成電路與系統(tǒng)研究中心提供的RFID 系統(tǒng)硬件設備和實驗裝置，并感謝研究中心的褚楚博士生幫助采集實驗所需數(shù)據(jù)。