一種改進(jìn)的可消除Vienna整流器電流過零畸變的控制方法

王金平 劉圣宇 張慶巖 姜衛(wèi)東

一種改進(jìn)的可消除Vienna整流器電流過零畸變的控制方法

王金平 劉圣宇 張慶巖 姜衛(wèi)東

（合肥工業(yè)大學(xué)電氣與自動(dòng)化工程學(xué)院 合肥 230009）

該文首先介紹了Vienna整流器的基本原理，并在此基礎(chǔ)上分析Vienna整流器的電流過零畸變問題。該文重點(diǎn)從空間矢量圖的角度，分析在網(wǎng)側(cè)單位功率因數(shù)運(yùn)行條件下，Vienna整流器輸入電流產(chǎn)生過零畸變的本質(zhì)。此外，對(duì)比分析在整流器側(cè)單位功率因數(shù)運(yùn)行條件下的控制方法。在此基礎(chǔ)上，推導(dǎo)出一種改進(jìn)的可以消除Vienna整流器電流過零畸變且最大程度提高電網(wǎng)側(cè)功率因數(shù)的方法。最后，對(duì)Vienna整流器網(wǎng)側(cè)單位功率因數(shù)運(yùn)行的控制方法、整流器側(cè)單位功率因數(shù)運(yùn)行的控制方法以及所提的改進(jìn)控制方法進(jìn)行實(shí)驗(yàn)對(duì)比。相應(yīng)的實(shí)驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證了該文所提控制方法的可行性和優(yōu)越性。

Vienna整流器 電流過零畸變 功率因數(shù) 控制方法

0 引言

與傳統(tǒng)能量可雙向流動(dòng)的T型三電平整流器相比，Vienna整流器具有低成本、高功率密度和高可靠性等[1-2]優(yōu)點(diǎn)。在不需要能量雙向流動(dòng)的工業(yè)場(chǎng)合中有著廣泛應(yīng)用，如電動(dòng)汽車電池充電系統(tǒng)等[3-5]。

1990年，Vienna整流器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)[6]在西雅圖舉辦的工業(yè)應(yīng)用年會(huì)上被J. W. Kolar提出。與T型三電平整流器相比，Vienna整流器有兩個(gè)顯著優(yōu)點(diǎn)：①Vienna整流器所使用的絕緣柵雙極性晶體管（IGBT）數(shù)量是T型三電平整流器的一半，意味著更低的設(shè)備成本、更低的開關(guān)損耗和更高的功率密度；②控制Vienna整流器換流路徑的開關(guān)信號(hào)是T型三電平整流器的四分之一，意味著開關(guān)信號(hào)的產(chǎn)生更簡(jiǎn)單，可靠性更高[7]。

控制方法一直是Vienna整流器的研究熱點(diǎn)之一，多種相關(guān)控制方法已經(jīng)被提出。最常見的控制方法為基于dq同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系的雙閉環(huán)控制[8]，該方法控制性能較好且易于實(shí)現(xiàn)。為提高電流的響應(yīng)速度，滯環(huán)控制被引入Vienna整流器中[9]，但電流的總諧波畸變率（Total Harmonic Distortion, THD）較高，并且變化的開關(guān)頻率給濾波器設(shè)計(jì)帶來了較大的困難。文獻(xiàn)[10]提出了在三相靜止坐標(biāo)系下采用比例諧振（Proportional Resonant, PR）控制器直接跟蹤三相交流電流指令的方法。但在實(shí)際系統(tǒng)中，設(shè)計(jì)PR調(diào)節(jié)器的參數(shù)比較困難。為提高系統(tǒng)的魯棒特性，文獻(xiàn)[11-12]采用了模型預(yù)測(cè)控制方法，該方法可在線計(jì)算每種可選狀態(tài)與目標(biāo)狀態(tài)的誤差，然后在所有可選狀態(tài)中選擇最優(yōu)狀態(tài)。但是該方法計(jì)算量大，對(duì)控制器的性能要求較高。

然而，上述提到的所有控制方法都未考慮Vienna整流器存在的電流過零點(diǎn)畸變問題。與T型三電平整流器相比，Vienna整流器對(duì)系統(tǒng)運(yùn)行條件的要求更嚴(yán)格。整流器側(cè)輸入電壓和電流符號(hào)必須相同，否則必然會(huì)產(chǎn)生電流過零畸變[13]。這是Vienna整流器產(chǎn)生電流過零畸變的根本原因。

為了解決Vienna整流器電流過零畸變問題，學(xué)者們從調(diào)制策略層面提出了多種方法。最常用的調(diào)制方法為基于載波的脈寬調(diào)制（Carrier-Based Pulse-Width Modulation, CBPWM）方法和空間矢量調(diào)制方法。事實(shí)上，文獻(xiàn)[14-16]證明了這兩種調(diào)制方法在某種程度上是等效的。文獻(xiàn)[17]提出了適用于Vienna整流器的CBPWM方法，根據(jù)功率因數(shù)將補(bǔ)償電壓注入三相輸出電壓中，以改善Vienna整流器的輸入電流波形；但在調(diào)制度較高時(shí)，該方式將導(dǎo)致非過零相的輸出電壓出現(xiàn)過調(diào)制，改變了線電壓關(guān)系，這同樣會(huì)造成輸入電流畸變。文獻(xiàn)[18]將非連續(xù)脈寬調(diào)制（Discontinuous PWM, DPWM）引入Vienna整流器的電流過零點(diǎn)控制中，但仍然無法完全解決高調(diào)制度時(shí)的電流過零畸變；文獻(xiàn)[19]進(jìn)一步研究了DPWM在Vienna整流器中的應(yīng)用，只在電流過零區(qū)域采用特殊的鉗位方式。但這兩種DPWM調(diào)制方法均無法應(yīng)用到Vienna整流器的全范圍運(yùn)行區(qū)域?？梢姰?dāng)調(diào)制度較高時(shí)，從調(diào)制方法的角度只能降低而無法完全消除Vienna整流器的電流過零畸變。因此，必須從控制方法的角度找出完全消除電流過零畸變的方法。文獻(xiàn)[20]通過計(jì)算Vienna整流器側(cè)輸入電壓和電流的夾角，并注入滯后無功以保證電流和電壓同相位，但該方法從本質(zhì)上降低了Vienna整流器網(wǎng)側(cè)的功率因數(shù)。鑒于上述情形，本文提出了一種可完全消除電流過零畸變，并能最大程度地提高網(wǎng)側(cè)功率因數(shù)的控制方法。

本文首先介紹Vienna整流器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和矢量控制理論；然后分析Vienna整流器在網(wǎng)側(cè)單位功率因數(shù)運(yùn)行時(shí)電流過零點(diǎn)畸變產(chǎn)生的原因；之后提出可完全消除電流過零畸變并能最大程度提高網(wǎng)側(cè)功率因數(shù)的控制方法；最后，將本文所提控制方法和網(wǎng)側(cè)單位功率因數(shù)控制方法以及整流器側(cè)單位功率因數(shù)控制方法進(jìn)行對(duì)比，并通過實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了所提控制方法的可行性和優(yōu)越性。

1 Vienna整流器理論分析

圖1為Vienna整流器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，其中e（ABC）為三相電網(wǎng)電壓，為整流器側(cè)三相輸入電壓，i為三相輸入電流；s和s分別為三相交流側(cè)濾波電感及其等效串聯(lián)電阻；1和2分別為直流側(cè)上、下電容，當(dāng)電容電壓平衡時(shí)，u1=u2=dc，其中直流側(cè)母線電壓為2dc；L為直流側(cè)負(fù)載。

圖1 Vienna整流器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

在三相靜止坐標(biāo)系下，Vienna整流器相電壓方程為

考慮到電感等效串聯(lián)電阻一般較小，將其忽略，即令s=0。經(jīng)Clarke和Park變換后，可將Vienna整流器在三相靜止坐標(biāo)系下的數(shù)學(xué)模型轉(zhuǎn)換為dq坐標(biāo)系下的數(shù)學(xué)模型，即

式中，d、q、d、q和d、q分別為dq坐標(biāo)系下的電網(wǎng)電壓、電流和整流器側(cè)輸入電壓d軸、q軸分量。采用電網(wǎng)電壓定向，且電網(wǎng)電壓方向與d軸重合，即q=0。根據(jù)Vienna整流器在dq坐標(biāo)系下的數(shù)學(xué)模型，可得到其雙閉環(huán)控制系統(tǒng)如圖2所示。

圖2 Vienna整流器雙閉環(huán)控制框圖

圖3a給出了電網(wǎng)電壓、電流和整流器側(cè)輸入電壓的波形，圖3b給出了在dq坐標(biāo)系下的矢量圖。在穩(wěn)態(tài)時(shí)，Vienna整流器的典型工作條件為確保網(wǎng)側(cè)功率因數(shù)為1，即e和i同相位。整流器側(cè)輸入電壓和電流i之間的夾角為整流器側(cè)的功率因數(shù)角，滿足

式中，IX和EX分別為穩(wěn)態(tài)時(shí)的輸入電流和電網(wǎng)電壓有效值。

結(jié)合圖3b，可得在穩(wěn)態(tài)時(shí)的調(diào)制度為

定義開關(guān)函數(shù)S為雙向功率開關(guān)管的狀態(tài)。當(dāng)雙向功率開關(guān)管導(dǎo)通時(shí)，S=1；當(dāng)其關(guān)斷時(shí)，S=0。在S=1時(shí)，不論電流為正或?yàn)樨?fù)，該相均與O點(diǎn)相連，定義該狀態(tài)為0電平。在S=0時(shí)，若電流為正，該相通過二極管VD1與正母線相連，定義該狀態(tài)為1電平；若電流為負(fù)，該相通過二極管VD2與負(fù)母線相連，定義該狀態(tài)為-1電平。以上分析Vienna整流器電平狀態(tài)見表1。整流器相的電平P可表示為

表1 Vienna整流器電平狀態(tài)表

Tab.1 State level of Vienna rectifier

雖然Vienna整流器的每相具有三個(gè)電平狀態(tài)，但其輸出電平不僅與該相雙向功率開關(guān)管開關(guān)狀態(tài)有關(guān)，也與該相電流的方向有關(guān)。這是Vienna整流器與T型三電平整流器的最大區(qū)別。將Vienna整流器三相每種狀態(tài)對(duì)應(yīng)的電壓代入式（7）中，可得到αβ坐標(biāo)系下該狀態(tài)對(duì)應(yīng)的電壓矢量為

利用上述坐標(biāo)變換方法，可以得到如圖4所示的Vienna整流器空間矢量圖，每個(gè)矢量可用對(duì)應(yīng)的三維有序數(shù)組表示。

在Vienna整流器中，不存在矢量[1,1,1]和[-1, -1,-1]，可用的矢量共有25個(gè)。其中有6個(gè)大矢量、6個(gè)中矢量、12個(gè)小矢量、1個(gè)零矢量。如圖4所示，以實(shí)線每60°的扇區(qū)將Vienna整流器整個(gè)空間矢量圖均等劃分為6個(gè)大的扇區(qū)（Sector A,×××, F）。同理，虛線劃分的6個(gè)均等扇區(qū)是電流扇區(qū)，每個(gè)電流扇區(qū)的邊界線都會(huì)平分一個(gè)電壓扇區(qū)。根據(jù)整流器側(cè)輸入電壓的方向，每個(gè)電壓扇區(qū)可繼續(xù)劃分為兩個(gè)子扇區(qū)（A_Ⅰ，A_Ⅱ,×××, F_Ⅰ，F(xiàn)_Ⅱ），每個(gè)子扇區(qū)根據(jù)相鄰三矢量合成原則又可分為三個(gè)三角形區(qū)域。例如，A_Ⅰ子扇區(qū)可劃分為A1、A3和A5三個(gè)三角形區(qū)域；A_Ⅱ子扇區(qū)可劃分為A2、A4和A6三個(gè)三角形區(qū)域。

在T型三電平整流器中，每個(gè)矢量都是存在的，與三相電流的方向無關(guān)。而在Vienna整流器中，電壓矢量的存在取決于電流的方向，下面根據(jù)矢量的性質(zhì)簡(jiǎn)要說明。

（1）大矢量。例如，僅當(dāng)A＜0、B＜0、C＜0時(shí)，大矢量[1, -1, -1]才存在。

（2）中矢量。例如中矢量[1, 0, -1]，僅當(dāng)A＞0、C＜0時(shí)才存在。

（3）小矢量。理論上小矢量都是成對(duì)存在的，這種冗余現(xiàn)象為中點(diǎn)電壓的控制提供了可能。對(duì)于Vienna整流器而言，小矢量對(duì)的存在需滿足更為嚴(yán)格的條件，例如當(dāng)A＞0且B＞0時(shí)，小矢量[1,1,0]存在；僅當(dāng)C＜0時(shí)，小矢量[0,0,-1]才存在；當(dāng)A＞0、B＞0、C＜0時(shí)，冗余小矢量對(duì)[1,1,0]和[0,0,-1]才同時(shí)存在，此時(shí)可通過分配冗余小矢量的作用時(shí)間來控制中點(diǎn)電壓。

因此，在分析Vienna整流器時(shí)，必須結(jié)合電流方向來確定合成參考矢量的方法。然而，在某些情況下，可能無法合成出相應(yīng)的參考矢量，則必然會(huì)造成輸入電流的畸變，這將在第3節(jié)中進(jìn)行具體分析。

2 網(wǎng)側(cè)單位功率因數(shù)運(yùn)行分析

2.1 電壓和電流同符號(hào)時(shí)的矢量合成

當(dāng)和i符號(hào)相同時(shí)，和i處于同一個(gè)子扇區(qū)內(nèi)。例如當(dāng)和i都位于A_Ⅰ子扇區(qū)時(shí)，如圖5所示，A＞0，A＞0，B＜0，B＜0，C＜0，C＜0，根據(jù)表1所示關(guān)系，此時(shí)A相可以輸出0或1電平，B相和C相可以輸出0或-1電平，可選擇矢量為[0,0,0]、[1,0,0]、[0,-1,-1]、[1,-1,-1]、[1,0,-1]和[0,0,-1]。在A1、A3和A5區(qū)域內(nèi)的可選矢量見表2，可以看出不論電壓矢量位于哪一個(gè)三角形區(qū)域，其均可被準(zhǔn)確合成。

圖5 i和u都位于A_Ⅰ子扇區(qū)的矢量圖

表2和都位于A_Ⅰ子扇區(qū)時(shí)的可選矢量表

Tab.2 Available voltage vectors when i and u are both located in the A_Ⅰsub-sector

2.2 電壓和電流異號(hào)時(shí)的矢量合成

當(dāng)Vienna整流器工作于網(wǎng)側(cè)單位功率因數(shù)時(shí)，電流矢量超前于電壓矢量。以電流矢量由A_Ⅰ子扇區(qū)進(jìn)入A_Ⅱ子扇區(qū)，而輸出電壓矢量仍位于A_Ⅰ子扇區(qū)的過程為例，在這一過程中，B完成由負(fù)到正的變化，而B一直為負(fù)。當(dāng)電流矢量位于A_Ⅱ子扇區(qū)，輸出電壓矢量位于A_Ⅰ子扇區(qū)時(shí)，滿足A＞0，A＞0，B＜0，B＞0，C＜0，C＜0。根據(jù)表1所示關(guān)系，此時(shí)A相和B相可以輸出0或1電平，C相可以輸出0或-1電平，即可選矢量為[0,0,0]、[1,0,0]、[1,0,-1]、[0,0,-1]、[1,1,0]。在A1、A3和A5區(qū)域內(nèi)的可選矢量見表3，可看出當(dāng)電壓矢量位于A1和A3區(qū)域內(nèi)時(shí)，其可被準(zhǔn)確合成。值得注意的是，由于電流的約束，B相只能輸出0電平或1電平；而B相實(shí)際輸出電壓小于零，需要輸出0電平或-1電平。因此，應(yīng)注入零序電壓將B相鉗位至中線。當(dāng)電壓矢量位于A5區(qū)域內(nèi)時(shí)，僅有兩個(gè)可選矢量，電壓矢量不能被準(zhǔn)確合成，將產(chǎn)生電流畸變。

表3位于A_Ⅱ子扇區(qū)而位于A_Ⅰ子扇區(qū)時(shí)可選擇矢量表

Tab.3 Available voltage vectors when i is located in A_Ⅱ sub-sector and uis located in A_Ⅰ sub-sector

不難看出，A3和A5區(qū)域的分界線就是Vienna整流器輸入電流是否會(huì)產(chǎn)生畸變的分界線。定義電壓矢量位于A3和A5區(qū)域分界線時(shí)的調(diào)制度為臨界調(diào)制度cri，此時(shí)位于A1和A2區(qū)域分界線上，由正弦定理結(jié)合圖5中的幾何關(guān)系可得

定義cri為臨界電流，將式（8）代入式（5）可得

若Vienna整流器輸入電流小于或等于cri，電壓矢量不會(huì)進(jìn)入A5區(qū)域，可被準(zhǔn)確合成；若輸入電流大于cri，將進(jìn)入A5區(qū)域，無法被準(zhǔn)確合成。這里只分析了B＜0而B由負(fù)到正過零時(shí)的情形，其余情形分析與此類似。

3 整流器側(cè)單位功率因數(shù)運(yùn)行的控制方法

根據(jù)第2節(jié)的分析，當(dāng)Vienna整流器工作于網(wǎng)側(cè)單位功率因數(shù)時(shí)，必然存在整流器側(cè)輸入電壓和電流i異號(hào)的現(xiàn)象。若輸入電流大于cri，電壓矢量將進(jìn)入A5區(qū)域內(nèi)，將無法被準(zhǔn)確合成，從而造成電流過零畸變。因此，Vienna整流器電流過零畸變的本質(zhì)是受到網(wǎng)側(cè)單位功率因數(shù)的限制。若能夠保持Vienna整流器側(cè)輸入電壓矢量和電流矢量同相位，則不會(huì)存在和異號(hào)的現(xiàn)象，由此可以完全消除電流過零畸變。

采用電網(wǎng)電壓定向且電網(wǎng)電壓矢量與d軸重合時(shí)，q=0。由式（1）可得穩(wěn)態(tài)時(shí)Vienna整流器在dq坐標(biāo)系下的電壓方程為

若要保持和同相位，則需滿足

根據(jù)上述方程可得

當(dāng)式（12）中的分子取負(fù)號(hào)時(shí)，計(jì)算出的iq較大，不符合整流器的運(yùn)行狀態(tài)，需要舍去。整流器側(cè)單位功率因數(shù)運(yùn)行控制方法對(duì)應(yīng)的矢量圖如圖6所示。

將式（10）的第一式乘d加上第二式乘q，可得到

將式（10）的第一式乘以q減去第二式乘以d，可以得到

因?yàn)閝=0，故有

由于保持和同相位，結(jié)合dq坐標(biāo)系可得

從而可以得出

由此可知，Vienna整流器從電網(wǎng)吸收的有功功率由電流的d軸分量決定。而在能量交換過程中，Vienna整流器電感所吸收的無功功率由電流的q軸分量決定。所以在此過程中，電網(wǎng)既提供有功分量，也提供無功分量。

在由電壓外環(huán)和電流內(nèi)環(huán)構(gòu)成的雙閉環(huán)控制系統(tǒng)中，Vienna整流器電流的d軸分量的參考值由控制器的電壓外環(huán)給出，然后再根據(jù)式（12）確定電流q軸分量的參考值。按照這一原則，在穩(wěn)態(tài)時(shí)可確保和同相位，從而避免電流過零畸變。圖7為Vienna整流器和同相位時(shí)的電流內(nèi)環(huán)控制框圖。

圖7 電流內(nèi)環(huán)控制框圖

4 消除電流過零畸變提高網(wǎng)側(cè)功率因數(shù)的方法

根據(jù)第2節(jié)和第3節(jié)的分析，當(dāng)電流大于cri時(shí)，有兩種控制方法：①控制電流矢量與電網(wǎng)電壓矢量同相位，可保證網(wǎng)側(cè)單位功率因數(shù)，但會(huì)導(dǎo)致電流過零畸變；②若保持電流矢量與整流器側(cè)輸入電壓矢量同相位，則可完全消除電流過零畸變，但降低了網(wǎng)側(cè)的功率因數(shù)。因此，有必要探討既可完全消除電流過零畸變，又可最大程度地提高網(wǎng)側(cè)功率因數(shù)的控制方法。

根據(jù)第2節(jié)分析：①當(dāng)和都位于A_Ⅰ子扇區(qū)時(shí)，如圖8a所示，盡管位于A5區(qū)域內(nèi)，但其不會(huì)因無法被準(zhǔn)確合成而造成電流過零畸變；②當(dāng)進(jìn)入A_Ⅱ子扇區(qū)時(shí)，若仍在A5區(qū)域內(nèi)，如圖8c所示，就會(huì)因?yàn)闊o法輸出[1,-1,-1]矢量而造成電流過零畸變。所以必須確保當(dāng)電流矢量位于矢量[0, 0, 0]和[1, 0, -1]連線上時(shí)，使得電壓矢量離開A5區(qū)域，如圖8b所示。

穩(wěn)態(tài)時(shí)Vienna整流器電壓標(biāo)幺值的方程為

若電流矢量位于矢量[0,0,0]和[1,0,-1]連線上時(shí)，整流器側(cè)的輸入電壓矢量恰好位于A3與A5區(qū)域的邊界上，它們滿足式（20），具體推導(dǎo)過程見附錄。

將式（19）和式（21）代入式（20）可得

式（22）為關(guān)于φ的表達(dá)式。Vienna整流器在實(shí)際運(yùn)行時(shí)，φ一般不會(huì)超過π/6，因此在Matlab中可以得到關(guān)于φ（φ∈[0, π/6]）的函數(shù)曲線，如圖9a所示。

5 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

為了驗(yàn)證本文所提控制方法，在實(shí)驗(yàn)室搭建了Vienna整流器的實(shí)驗(yàn)平臺(tái)。實(shí)驗(yàn)平臺(tái)的實(shí)物如圖10所示，實(shí)驗(yàn)平臺(tái)的主要參數(shù)見表4。

圖10 Vienna整流器實(shí)驗(yàn)平臺(tái)

表4 系統(tǒng)的主要參數(shù)

Tab.4 The key parameters of the system

為了方便描述并比較實(shí)驗(yàn)結(jié)果，網(wǎng)側(cè)單位功率因數(shù)的控制方法稱為方法一，整流器側(cè)單位功率因數(shù)的控制方法稱為方法二，而本文所提的消除電流過零畸變且最大程度提高網(wǎng)側(cè)功率因數(shù)的控制方法稱為方法三。

圖11為這三種控制方法在電流大于cri時(shí)的穩(wěn)態(tài)實(shí)驗(yàn)波形和電流低頻頻譜，其中橢圓虛線圈出的區(qū)域?yàn)殡娏鬟^零區(qū)域。這三種控制方法在穩(wěn)態(tài)時(shí)對(duì)應(yīng)的電流THD分別為4.53%、1.34%和1.25%。從穩(wěn)態(tài)的波形和頻譜可看出，當(dāng)電流大于cri時(shí)，采用方法一會(huì)使Vienna整流器產(chǎn)生電流過零畸變，采用方法二和方法三不會(huì)使Vienna整流器產(chǎn)生電流過零畸變。在方法一下，電流含有較大的5、7、11、13次諧波分量；而在方法二和方法三下，5、7、11、13次諧波分量已被較好地抑制。在方法一、二和三下，電網(wǎng)側(cè)的功率因數(shù)分別為0.996、0.953和0.985。可以看出，方法二和方法三都可以有效地抑制電流的過零畸變，但是方法三具有更高的網(wǎng)側(cè)功率因數(shù)。圖11實(shí)驗(yàn)結(jié)果較好地驗(yàn)證了理論分析的正確性。

為了驗(yàn)證控制方法在負(fù)載變化時(shí)的控制效果，圖12給出了負(fù)載突增時(shí)的實(shí)驗(yàn)結(jié)果。方法一的實(shí)驗(yàn)結(jié)果如圖12a所示。在負(fù)載突增前，由于電流小于cri，所以電流不存在過零畸變；但是在負(fù)載加大后，電流大于cri，電流存在過零畸變。而在方法二和方法三的負(fù)載突變實(shí)驗(yàn)中，在負(fù)載突變前，由于電流小于cri，為了提高網(wǎng)側(cè)功率因數(shù)，所以采用了與方法一一致的控制方法。而在負(fù)載突增后，分別采用方法二和方法三。可看出方法二和方法三在負(fù)載突增后均能有效地抑制電流過零畸變。

圖11 三種控制方法在電流大于臨界電流Icri時(shí)的實(shí)驗(yàn)結(jié)果

圖12 三種控制方法在負(fù)載突變情形下的實(shí)驗(yàn)結(jié)果

圖13為Vienna整流器電流大于cri時(shí)切換控制方法的實(shí)驗(yàn)結(jié)果。由圖13可以看出，從方法一切換到方法二或方法三后，電流過零畸變均被完全消除，但是網(wǎng)側(cè)功率因數(shù)從0.996下降到了0.953和0.985；從方法二切換到方法三后，網(wǎng)側(cè)功率因數(shù)從0.953提升到了0.985。表5給出了三種控制方法的比較。

圖13 控制方法切換情形下的實(shí)驗(yàn)結(jié)果

表5 三種控制方法的比較

Tab.5 Comparison of the three control methods

6 結(jié)論

本文在詳細(xì)分析Vienna整流器過零畸變產(chǎn)生原理的基礎(chǔ)上，通過注入適當(dāng)?shù)臏鬅o功電流，使得整流器側(cè)輸入電壓參考矢量總是能夠被準(zhǔn)確合成，由此提出了一種可完全消除電流過零畸變并能最大程度地提高網(wǎng)側(cè)功率因數(shù)的控制方法。相比于網(wǎng)側(cè)單位功率因數(shù)控制方法，本文所提控制方法可完全消除過零畸變；相比于整流器側(cè)單位功率因數(shù)控制方法，本文所提控制方法可進(jìn)一步提升網(wǎng)側(cè)功率因數(shù)。實(shí)驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證了理論分析的正確性。

附 錄

在附圖1所示的矢量圖中，電流矢量位于A_Ⅰ和A_Ⅱ子扇區(qū)的邊界上時(shí)，整流器的輸出電壓矢量恰好位于A3與A5區(qū)域的邊界上，根據(jù)正文第4節(jié)分析，此時(shí)整流器既可以完全消除電流過零畸變，又可以將網(wǎng)側(cè)功率因數(shù)提高到最大值。

附圖1 消除電流過零畸變且提高功率因數(shù)的矢量圖

App.Fig.1 A vector diagram that eliminates current zero-crossing distortion and improves power factor

在三角形中，滿足下幾何關(guān)系

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An Improved Control Method to Eliminate the Current Zero-Crossing Distortion for Vienna Rectifier

Wang Jinping Liu Shengyu Zhang Qingyan Jiang Weidong

（School of Electrical Engineering & Automation Hefei University of Technology Hefei 230009 China）

The basic principle of Vienna rectifier is introduced in this paper, and on this basis, the current zero-crossing distortion problem is analyzed. From the perspective of space vector diagram, the nature of the current zero-crossing distortion of Vienna rectifier is analyzed under the condition of unit power factor in grid side. Moreover, the control method with unit power factor in rectifier side is compared. On this basis, an improved method that can eliminate the current zero-crossing distortion and maximize the power factor in the grid side is obtained for Vienna rectifier in this paper. Finally, the control method with unit power factor in grid-side, in rectifier side and the improved control method are compared by experiments. The feasibility and superiority of the control method proposed in this paper is verified by the corresponding experimental results.

Vienna rectifier, current zero-crossing distortion, unity power factor, control method

10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.210652

TM461

國(guó)家自然科學(xué)基金資助項(xiàng)目（52077050）。

2021-05-08

2021-10-20

王金平 男，1984年生，副教授，研究方向?yàn)镻WM整流器調(diào)制與控制等。E-mail：waupter919 @163.com

劉圣宇 男，1997年生，碩士研究生，研究方向?yàn)殡娏﹄娮幼儞Q技術(shù)等。E-mail：3295233452@qq.com（通信作者）

（編輯 郭麗軍）