應(yīng)用于輻射計的89 GHz二次諧波混頻器

蔣伊伊，崔 燦，顧希雅

(1.南京信息工程大學(xué) 電子與信息工程學(xué)院， 南京 210044； 2.南京三樂集團有限公司，南京 211800)

0 引 言

風(fēng)云三號(FY-3)衛(wèi)星是中國第二代極軌氣象衛(wèi)星，輻射計作為主要微波載荷之一，裝載在衛(wèi)星上。隨著人們對大氣中氧氣和水蒸氣吸收線的了解以及無線通信技術(shù)的迅速發(fā)展，人們對寬頻帶無線通信系統(tǒng)提出了更高的要求，地基、空基和星基基于各種平臺的系列輻射計技術(shù)的研究正在不斷興起。輻射計實質(zhì)上就是一個高靈敏度和高分辨率的微波接收機，工作頻段包括 89 GHz頻點，其精度受儀器性能穩(wěn)定性的影響。基于此應(yīng)用設(shè)計了用于氣象監(jiān)測輻射計的W波段諧波混頻器。

毫米波波段的混頻器本振(Local Oscillator, LO)源制作技術(shù)難度大，成本高。伴隨平面肖特基(Schottky)二極管技術(shù)的逐漸成熟，諧波混頻器問世。諧波混頻器可以利用混頻管的特性，將LO的偶次或奇次諧波與射頻(Radio Frequency, RF)信號進行混頻，從而使其對LO頻率的需求降低。諧波混頻器表現(xiàn)出尺寸小和成本低等諸多顯著優(yōu)點。國外眾多波段的諧波混合在混合集成電路的設(shè)計已經(jīng)相當(dāng)成熟[1-2]，現(xiàn)已步入單片微波集成電路 (Monolithic Microwave Integrated Circuit, MMIC) 研制階段[3-4]，高頻段和寬帶諧波混頻器始終是人們的研究重點，但其訂購價格和周期大多難以接受。相較于國外的技術(shù)發(fā)展水平，國內(nèi)在諧波混頻器領(lǐng)域的研究仍然相對落后。國內(nèi)毫米波諧波混頻器的研制主要是采用混合集成的方式，且國內(nèi)諧波混頻器也不及國外產(chǎn)品的性能優(yōu)越。綜合成本和加工工藝等諸多因素考慮分析，最終采用混合集成的方式設(shè)計本文內(nèi)容，充分考察了毫米波諧波混頻器的國內(nèi)外現(xiàn)狀，采用場-路聯(lián)合仿真的方法，建立了肖特基平面二極管對三維電磁模型，賦予其模型封裝材料特性和管芯非線性特性，采用場路聯(lián)合仿真的設(shè)計方法最終研制出了應(yīng)用于輻射計的W波段89 GHz二次諧波混頻器。

1 原理與方法

1.1 混頻器原理

諧波混頻器外差接收機[5]的想法最早由施耐德提出，并且在隨后的20年中，研究人員逐漸開發(fā)了超外差接收機，術(shù)語“混頻器”作為進行信號轉(zhuǎn)換出現(xiàn)。混頻器包括來自LO和RF 的輸入信號，產(chǎn)生中頻 (Intermediate Frequency, IF) 輸出。典型的混頻器具有非線性電流-電壓 (I-V) 特性。而諧波混頻器實質(zhì)上是利用二極管的非線性特性在管內(nèi)產(chǎn)生多種混合頻率，通過混頻電路中的匹配網(wǎng)絡(luò)，將管對內(nèi)RF小信號與LO大信號N次諧波生成的頻差信號分離出IF產(chǎn)物。隨著肖特基平面二極管技術(shù)日益成熟，諧波混頻器的研制愈發(fā)深入。諧波混頻器的原理是利用反向并聯(lián)二極管對進行設(shè)計[6]。

圖1所示為一反向并聯(lián)二極管對串聯(lián)進混頻電路中的原理圖。

圖1 反向并聯(lián)二極管混頻原理圖

在整個混頻電路中的二極管對上，RF與LO信號始終反相。令RF和LO信號的電壓函數(shù)分別為[7]

式中：VRF為RF大信號電壓；VLO為LO大信號電壓；ωRF和ωLO分別為RF和LO的角頻率；θRF和θLO分別為RF和LO的相位。當(dāng)RF小信號電壓vS=VScos(ωSt)(VS為施加的小信號電壓；ωS為施加的小信號角頻率)加上之后，經(jīng)過傅里葉變換，混頻后的小信號混頻電流為

式中：α0，α1，α2，…均為傅里葉變換后的系數(shù)。

由式 (3) 可知，二極管對外部總電流中將包含的信號有：fLO、3fLO、5fLO(fLO為LO基波，3fLO為LO的3次諧波，…以此類推)、fRF±2fLO和fRF±4fLO(fRF±2fLO和fRF±4fLO分別為RF信號與LO的兩次諧波混頻分量和RF信號與LO的4次諧波混頻分量，以此類推式，中含有RF信號與LO的偶次諧波混頻分量以及RF信號fRF)。因此，只需進行頻率選擇的匹配網(wǎng)絡(luò)設(shè)計即可完成諧波混頻的工作。

1.2 混頻器分析方法

為了線性和非線性子網(wǎng)絡(luò)方程得到同樣的電流，可通過一組諧波電壓分量，即諧波平衡法[7]，其本質(zhì)是建立諧波平衡方程求解。使一非線性電路處于大信號激勵下，如圖2所示，其中主要包括輸入和輸出網(wǎng)絡(luò)等線性以及非線性網(wǎng)絡(luò)。將圖2展開為圖3的形式。由固態(tài)器件構(gòu)成的非線性網(wǎng)絡(luò)中的非線性元件用其I-V特性描述，采用時間域進行分析，簡化成N+2個端口網(wǎng)絡(luò)，非線性元件連接到N個端口上，電壓源連接到N+1和N+2兩個端口上。ZS(ω)和ZL(ω)均被吸收進線性子網(wǎng)絡(luò)中[8]。

圖2 非線性二端口毫米波器件等效電路

圖3 線性與非線性子網(wǎng)絡(luò)毫米波電路

1.3 二極管建模分析

肖特基二極管內(nèi)部本征模型和寄生元件分析示意圖如圖4所示，其中寄生電感主要為空氣橋引線電感，寄生電容主要由空氣橋電容、砷化鎵(GaAs)襯底基板與緩沖層間的電容以及空氣橋與氧化外延層之間的寄生電容組成。

圖4 肖特基二極管內(nèi)部本征模型和寄生元件分析示意圖

寄生阻抗RS的表達式為[9]

由于外延層寬度是偏置電壓的非線性函數(shù)，因此Repi也是偏置電壓的非線性函數(shù)。但是在實際應(yīng)用中，非線性變化較小，通常用Repi的最大值代替其非線性值，為了減小Repi的值，外延層的厚度需要盡量小，但是為了防止穿透，其厚度要大于耗盡層的寬度。擴展電阻Rspresding的表達式為

式中：δbuffer為緩沖層的趨膚深度；σbuffer為緩沖層的電導(dǎo)率。緩沖層電阻Rfinger的表達式為

式中：roc為歐姆接觸的內(nèi)半徑；ra為陽極的外半徑。相比于其他電阻，Rohimic的值可以忽略不計。

肖特基二極管的截止頻率與串聯(lián)電阻和零偏結(jié)電壓成反比，降低串聯(lián)電阻和零偏結(jié)電壓可以增加二極管的截止頻率。降低外延層摻雜濃度能減小結(jié)電容，但是會增加串聯(lián)電阻；增大陽極的面積可減小串聯(lián)電阻，但是卻會增加電容?？梢跃C合設(shè)計二極管各個物理層幾何尺寸和材料特性，使其更加貼合實際模型。

根據(jù)二極管非線性區(qū)域的分析，綜合[10-12]調(diào)研，為了建立其精確三維電磁模型，基于選型的DMK2308雙肖特基結(jié)二極管建立的等效電路如圖5所示。由于二極管的寄生串聯(lián)電阻和結(jié)電容對混頻器性能起著決定性的作用，能否準(zhǔn)確地模擬二極管的結(jié)構(gòu)從而模擬其參量是設(shè)計性能優(yōu)越的混頻器的關(guān)鍵。對于本文所需研究的高頻段信號來說，采用模擬等效電路的方法已無法精確地模擬二極管的特性，更無法為精確的混頻電路設(shè)計提供依據(jù)，因此需要建立該二極管的三維電磁模型模擬其封裝對整個混頻電路的影響。具體過程為提取其三維電磁仿真模型的S參數(shù)，并結(jié)合路仿真軟件進行場路聯(lián)合仿真。

圖5 二極管等效電路模型

近年來國內(nèi)外均做了大量關(guān)于肖特基平面二極管三維電磁模型的研究[13-17]。目前較為有效的方法是，基于電場分布的思維，首先建立二極管三維模型，并對其賦予材料特性作為線性部分進行仿真分析，非線性區(qū)主要是肖特基管芯結(jié)。要在場仿真軟件里建立二極管三維精確模型，就需要依據(jù)二極管的實現(xiàn)工藝賦予二極管各層次的材料特性，結(jié)合二極管內(nèi)部結(jié)構(gòu)分析，本文研究的DMK2308雙肖特基二極管內(nèi)部結(jié)構(gòu)剖面圖如圖6所示。

圖6 DMK2308雙肖特基二極管內(nèi)部結(jié)構(gòu)示意圖

在建立了二極管的三維電磁模型后，為了能夠準(zhǔn)確模擬二極管的最佳嵌入阻抗對二極管在其電路中的完整仿真，需通過設(shè)置帶有內(nèi)部同軸波端口的二極管三維模型，同時借助計算機軟件計算該三維模型的電磁特性并提取其參數(shù)，其非線性部分和無源電路部分可以通過場路聯(lián)合仿真使用，考慮到肖特基二極管的非線性主要由肖特基結(jié)完成，因此，需要在肖特基結(jié)的位置，即金屬陽極結(jié)與外延層的接觸面，設(shè)置波端口，如圖7所示。波端口可以進行端口平移，而二極管焊盤位置已被擠壓，傳輸線端口需去嵌后查看二極管參考平面，如圖8所示。

圖7 二極管陽極端口設(shè)置及同軸填充介質(zhì)示意圖

圖8 二極管端口去嵌示意圖

2 分析與討論

2.1 電路拓撲結(jié)構(gòu)設(shè)計

設(shè)計諧波混頻器的重要內(nèi)容是將受LO大信號激勵的反向并聯(lián)二極管對與RF輸入小信號產(chǎn)生差頻IF信號，采用濾波器結(jié)構(gòu)良好隔離LO與IF端口。而濾波器之間相互級聯(lián)不一定能將上一級的輸入信號實現(xiàn)最佳匹配，因此在進行單獨仿真設(shè)計濾波器實現(xiàn)隔離之后，仍需將各個匹配網(wǎng)絡(luò)聯(lián)結(jié)在一起進行聯(lián)合仿真優(yōu)化。漸變微帶線匹配可在平面電路仿真軟件中優(yōu)化，設(shè)置變頻損耗的優(yōu)化目標(biāo)，再在三維電磁場仿真軟件中建模進行驗證，為了獲得性能優(yōu)越的混頻器，需要對其進行修正。經(jīng)過優(yōu)化設(shè)計，最終得到W波段89 GHz二次諧波混頻器的電路分解圖如圖9所示。

圖9 混頻器仿真模型詳解

主要包括波導(dǎo)探針微帶轉(zhuǎn)換、反向并聯(lián)二極管對核心區(qū)域、RF、LO和IF匹配網(wǎng)絡(luò)等部分。反向并聯(lián)二極管對所在區(qū)域是混頻器的核心部分，RF左端為直流提供回路，采用這種創(chuàng)新結(jié)構(gòu)的優(yōu)勢是無短路枝節(jié)線。LO 低通濾波器(Low Pass Filter，LPF)的作用是通過低頻率的LO及IF信號，抑制高頻段的RF信號泄露到輸出端。兩段懸置微帶傳輸線用于將波導(dǎo)信號無損轉(zhuǎn)換傳輸至微帶線上，且后期需加入匹配部分以將LO信號及RF信號完全加載到二極管的兩端進行混頻。IF輸出端則為最后的輸出傳輸線，要求其對除IF信號外的其他信號進行帶外抑制，并通過射頻轉(zhuǎn)接頭超微型A型(Sub Miniature A，SMA)接頭連接輸出信號。考慮裝配需要，微帶間隙取為35 μm。為了模擬分析二極管的封裝對諧波混頻器場仿真結(jié)果的影響，在三維仿真軟件里將二極管的封裝與整個混頻電路聯(lián)合仿真。通過將場仿真中的波端口與路仿真模型中的仿真電路模擬器(Simulation Program With Integrated Circuit Emphasis，SPICE)參數(shù)相結(jié)合，可以有效對二極管的非線性特性進行模擬。為了驗證本設(shè)計的正確性，采用變換矩陣分析法計算變頻損耗，本文借助計算機輔助軟件路仿真軟件進行模擬計算。當(dāng)所有子電路都經(jīng)過優(yōu)化后，就可以模擬整個混頻器最后進行調(diào)整。

2.2 仿真結(jié)果分析

在利用計算機輔助軟件進行諧波平衡分析計算時，依據(jù)項目指標(biāo)，仿真中設(shè)置的RF信號頻率為84～94 GHz，LO信號頻率為45 GHz，RF功率為0.01 mW，LO功率為10 mW。根據(jù)優(yōu)化得出的尺寸，在場仿真軟件中更改匹配枝節(jié)尺寸大小，再借助計算機軟件進行計算檢驗，直至聯(lián)合仿真得到較為理想的結(jié)果，圖10所示為最終優(yōu)化得到的混頻器的變頻損耗曲線。RF信號頻率為84～94 GHz，LO信號頻率為45 GHz，RF功率為0.01 mW，LO功率為10 mW時，變頻損耗小于13 dB，在89 GHz處有最佳變頻損耗7.5 dB。

圖10 變頻損耗仿真結(jié)果

3 實驗研究

由優(yōu)化仿真相對應(yīng)的電路結(jié)構(gòu)與電路尺寸加工的實驗樣品如圖11所示，選用Rogers5880介質(zhì)基板作為整個混頻電路的襯底搭載，腔體選用硬鋁材料，腔體在波導(dǎo)E面中心剖分為上下兩個部分分別加工，通過銷釘和螺釘固定實現(xiàn)緊密結(jié)合。RF信號由波導(dǎo)WR-10輸入，LO信號頻率采用標(biāo)準(zhǔn)波導(dǎo)WR-19輸入，IF信號由SMA接頭連接輸出。由于尺寸極小，需要在加工完成后在顯微鏡下進行裝配，并用導(dǎo)電膠將二極管粘在微帶線上，裝配完成后的整個腔體尺寸為19.1 mm×19.1 mm×14.0 mm。完成混頻器的裝配后對混頻器進行測試。

為了有效與仿真結(jié)果進行對比，固定LO信號頻率與仿真時一樣為45 GHz，測試得到的LO最佳輸入功率設(shè)定為14 dBm，固定RF信號頻率范圍為84～94 GHz，得到變頻損耗測試結(jié)果如圖12所示。在裝配了兩個混頻器后進行測試，當(dāng)RF信號頻率范圍為84～94 GHz時，混頻器1的變頻損耗最小值為9 dB，優(yōu)于14 dB。與仿真結(jié)果相比，圖12中實際測試的變頻損耗值惡化了2～4 dB，但測試結(jié)果曲線與仿真曲線變化趨勢較為一致，而混頻器2的性能比混頻器1的性能惡化了1～4 dB，這是由于在裝配混頻器2的過程中基板切割有些損壞，加上人工安裝的不穩(wěn)定性導(dǎo)致的。

圖12 變頻損耗仿真測試結(jié)果對比圖

雖然設(shè)計的混頻器實測結(jié)果相比于仿真結(jié)果略有遜色，但其曲線變化的一致性間接驗證了二極管三維電磁模型建立的準(zhǔn)確性以及仿真方法的合理性。經(jīng)實測，設(shè)計的89 GHz次諧波混頻器的RF信號帶寬較寬，二極管價格和管殼加工等生產(chǎn)成本較低，與國內(nèi)外其他文獻相比[9,17]，如表1所示，具有明顯工程應(yīng)用優(yōu)勢。

表1 本文研制的混頻器與其他文獻的對比

本文建立的二極管模型是顯微鏡下的初步測量加之綜合調(diào)研了參考文獻及仿真調(diào)整確定的數(shù)值，估算為主，并沒有獲得準(zhǔn)確的尺寸來進行三維建模。無法得到準(zhǔn)確的尺寸，只能通過混頻器的測試數(shù)據(jù)對二極管模型參數(shù)進行微調(diào)，但總會存在差距。因此需要繼續(xù)對二極管模型進行研究，從而獲得準(zhǔn)確的三維電磁模型。此外，由于人工安裝二極管及基板切割裝配問題會引入誤差；且設(shè)計的混頻器并未鍍金，也需將其材料因素考慮進去，最終造成了仿真和測試結(jié)果的差異性。

4 結(jié)束語

本文建立了二極管三維等效電磁模型，并基于此三維電磁模型研制了W波段89 GHz二次諧波混頻器，利用計算機輔助工具進行計算驗證，并進行了加工裝配測試研究。實驗結(jié)果表明：當(dāng)固定LO信號頻率為45 GHz時，RF信號頻率在84～94 GHz范圍內(nèi)，IF為直流電(Direct Current，DC)～6 GHz范圍內(nèi)，變頻損耗典型值為11 dB，變頻損耗實測結(jié)果為9～14 dB。研制的二次諧波混頻器的實測結(jié)果與仿真結(jié)果趨勢相對吻合，在一定程度上驗證了本文建立的肖特基二極管模型的準(zhǔn)確性，并且肯定了本文對諧波混頻器的設(shè)計方法。同時，在此研究基礎(chǔ)上還可繼續(xù)優(yōu)化設(shè)計匹配電路以提高其性能。而毫米波段性能優(yōu)異混頻器的不斷研發(fā)，無疑對無線通信技術(shù)的發(fā)展具有重要意義。