數(shù)字邊帶分離校準(zhǔn)研究*

劉 明 林鎮(zhèn)輝 史生才

(1中國科學(xué)院紫金山天文臺 南京 210023)

(2中國科學(xué)技術(shù)大學(xué)天文與空間科學(xué)學(xué)院 合肥 230026)

1 引言

射電天文觀測的核心內(nèi)容之一是獲取天體觀測對象的分子轉(zhuǎn)動(dòng)譜線和原子精細(xì)結(jié)構(gòu)譜線等頻譜信息，這些頻譜承載了包含天體起源和演化等各種物理化學(xué)過程的主要信息.通過譜線觀測可以了解宇宙中原子、離子和分子的豐度和速度場分布.因此，開展射電天文分子譜線觀測是研究星系形成和演化、恒星與星系介質(zhì)間物質(zhì)循環(huán)、行星起源及其大氣物理化學(xué)特性以及宇宙生命起源等的重要手段.

譜線接收機(jī)是天文譜線觀測的主要設(shè)備，在開展天文觀測研究中發(fā)揮重要作用.譜線接收機(jī)主要可分為雙邊帶(Double-sideband，DSB)、單邊帶(Single-sideband，SSB)和邊帶分離(Sidebandseparating，2SB)等類型.雙邊帶譜線接收機(jī)可同時(shí)觀測上、下邊帶射頻信號，在一定程度上可提高觀測效率.但上、下邊帶譜線將在中頻頻帶內(nèi)相互干擾或產(chǎn)生混疊.單邊帶譜線接收機(jī)基于雙邊帶譜線接收機(jī)，在射頻輸入端采用射頻濾波器來解決邊帶混疊問題并改善信噪比.然而，單邊帶譜線接收機(jī)損失了一個(gè)射頻邊帶的接收能力，且高頻段寬帶高性能可調(diào)諧射頻濾波器技術(shù)難以實(shí)現(xiàn).相對于雙邊帶和單邊帶譜線接收機(jī)，邊帶分離譜線接收機(jī)盡管配置上需要兩路混頻器及中頻(Intermediate Frequency，IF)電路，略顯復(fù)雜，但有效解決了上、下邊帶的頻譜混疊，可以改善信噪比并充分利用上、下邊帶的帶寬，譜線觀測效率大為改善.因此，邊帶分離譜線接收機(jī)在天文譜線觀測中越來越受重視.

邊帶分離譜線接收機(jī)在發(fā)展前期主要采用全模擬的射頻正交混合電橋(Hybrid)、混頻器、本振信號源及3 dB功分器、中頻正交混合電橋及中頻放大器等器件，實(shí)現(xiàn)上、下邊帶分離和接收等功能.由于全模擬射頻和中頻混合電橋器件存在相移誤差(非理想的90°)、上、下邊帶信號傳輸鏈路(包括混頻器、放大器、濾波器以及連接電纜)不一致性的相位延時(shí)以及鏈路增益等問題，導(dǎo)致最終輸出的上、下邊帶兩路信號邊帶分離度性能無法得以進(jìn)一步提高.ALMA(Atacama Large Millimeter/submillimeter Array)項(xiàng)目制定邊帶分離接收機(jī)的邊帶分離度指標(biāo):全工作頻段為7 dB，90%工作頻段為10 dB.看似比較中等的技術(shù)指標(biāo)，卻因全工作帶寬內(nèi)射頻和中頻混合電橋以及兩路信號鏈路的幅度和相位難于同時(shí)保持低非平衡性，而導(dǎo)致邊帶分離度技術(shù)指標(biāo)在實(shí)際工程中很難提升[1-2].中國科學(xué)院紫金山天文臺2012年研制的超導(dǎo)成像頻譜儀(3×3像元邊帶分離超導(dǎo)接收機(jī)陣列)采用了全模擬器件，在85-105 GHz頻段達(dá)成的邊帶分離度指標(biāo)均大于10 dB[3].

近年來，隨著工業(yè)界高速數(shù)據(jù)采集和數(shù)據(jù)處理技術(shù)的快速發(fā)展，以高速ADC(Analog-to-Digital Converter)芯片和大規(guī)模高速FPGA(Field Programmable Gate Array)芯片為硬件平臺的寬帶數(shù)字信號處理技術(shù)在數(shù)字通信、射電天文等領(lǐng)域得到了廣泛應(yīng)用，也使得利用高速數(shù)字技術(shù)實(shí)現(xiàn)超寬帶數(shù)字邊帶分離成為了可能.Murk等[4]采用了2×500 MHz實(shí)時(shí)數(shù)據(jù)處理FPGA硬件平臺替代了模擬的中頻混合電橋，在未進(jìn)行非平衡校準(zhǔn)情況下，實(shí)現(xiàn)邊帶分離度為10-25 dB，超過了全模擬器件所能達(dá)成的指標(biāo)，證明了基于FPGA平臺數(shù)字邊帶分離技術(shù)的先進(jìn)性.美國國立天文臺Morgan和Fisher開展了數(shù)字邊帶分離接收技術(shù)研究，完成了2×250 MHz工作帶寬具有離線非實(shí)時(shí)校準(zhǔn)功能的數(shù)字邊帶分離接收機(jī)系統(tǒng)原型研制，邊帶分離度達(dá)到50 dB[5].智利大學(xué)Finger等[6]基 于Murk等[4]和Morgan等[5]的工 作，采用了高速ADC和FPGA技術(shù)完成具有在線實(shí)時(shí)校準(zhǔn)功能的數(shù)字邊帶分離接收機(jī)系統(tǒng)研制，該系統(tǒng)具有了2×500 MHz工作帶寬和40-50 dB邊帶分離度的良好性能，為在實(shí)際天文觀測應(yīng)用奠定了堅(jiān)實(shí)技術(shù)基礎(chǔ).智利大學(xué)Rodr′?guez等人在前期研究基礎(chǔ)上，將數(shù)字邊帶分離接收機(jī)系統(tǒng)應(yīng)用至3 mm譜線觀測設(shè)備中，實(shí)現(xiàn)邊帶分離度為35-50 dB[7]，隨后Finger等人為ALMA band 9亞毫米波接收機(jī)研制了2×1 GHz工作帶寬內(nèi)平均45 dB邊帶分離度的數(shù)字邊帶分離接收機(jī)系統(tǒng)原型[8].此外，Li等人也開展數(shù)字邊帶分離接收技術(shù)研究，完成了工作帶寬為2×1.6 GHz、邊帶分離度大于30 dB的數(shù)字邊帶分離接收原理樣機(jī)的研制[9].

本文在微波頻段搭建了數(shù)字邊帶分離接收機(jī)原型系統(tǒng)，用于驗(yàn)證邊帶分離校準(zhǔn)方法.實(shí)驗(yàn)中采用矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀代替數(shù)字后端，將下變頻后的信號直接通過矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀采樣后，保存至PC(Personal Computer)中進(jìn)行數(shù)據(jù)處理，實(shí)現(xiàn)邊帶分離.第2節(jié)介紹了數(shù)字邊帶分離接收機(jī)的原理與邊帶抑制率(Sideband Separation Ratio，SSR)的定義，第3節(jié)介紹了微波頻段數(shù)字邊帶分離接收機(jī)的系統(tǒng)組成與測試方法.對比了進(jìn)行數(shù)字校準(zhǔn)前后的邊帶抑制率差別，證實(shí)可以通過數(shù)字校準(zhǔn)提高邊帶分離效果.第4節(jié)對本論文的研究內(nèi)容和成果進(jìn)行了總結(jié).

2 數(shù)字邊帶分離原理

2.1 數(shù)字邊帶分離接收機(jī)

數(shù)字邊帶分離接收機(jī)由模擬前端和數(shù)字后端組成.模擬前端實(shí)現(xiàn)下變頻功能，將輸入的射頻信號轉(zhuǎn)換為兩路正交的中頻信號.數(shù)字后端對ADC采樣后的數(shù)字信號進(jìn)行處理，實(shí)現(xiàn)對輸入信號上、下邊帶的分離.模擬前端由正交移相電橋、3 dB功分器、固定增益放大器、可調(diào)衰減器、耦合器和低通濾波器組成.模擬前端原理框圖如圖1所示，其中射頻信號(Radio Frequency，RF)和本振信號(Local Oscillator，LO)可以互換位置.本振信號通過正交移相電橋分解為兩個(gè)等幅、正交的信號，射頻信號通過功分器分解為兩路等幅、同相的信號.在圖1中，上、下兩鏈路為完全對稱的結(jié)構(gòu).兩路本振和射頻信號在上、下兩鏈路中分別通過混頻器混頻后，可以得到和頻信號和差頻信號.經(jīng)過固定增益放大器、可調(diào)衰減器對信號幅度調(diào)整，使得信號幅度在數(shù)字后端ADC的采樣范圍內(nèi).然后通過耦合器，耦合器可以對信號做抽取，便于在實(shí)驗(yàn)過程中監(jiān)測系統(tǒng)狀態(tài).最后經(jīng)過低通濾波器，保留混頻后的差頻成分.同時(shí)，低通濾波器可以確保模擬前端最終輸出信號的頻率低于ADC采樣頻率的一半，防止數(shù)字后端對采樣后的數(shù)字信號做快速傅里葉變換(Fast Fourier Transform，F(xiàn)FT)時(shí)出現(xiàn)頻譜混疊.

圖1 模擬前端原理框圖Fig.1 Block diagram of analog front-end

理想情況下，模擬前端的輸出V7和V8應(yīng)是等幅、正交的.數(shù)字后端首先通過ADC將模擬前端的輸出V7和V8采樣為數(shù)字信號.然后進(jìn)行加窗處理，降低頻譜泄露的影響.最后在FPGA上構(gòu)建數(shù)字中頻電橋，實(shí)現(xiàn)信號的邊帶分離.對于FFT變換后的每個(gè)頻點(diǎn)，均有一組系數(shù)C1、C2、C3、C4.當(dāng)C1=C4=1、C2=C3=j(純虛數(shù)，表示移相90°)時(shí)，該部分功能等價(jià)于一個(gè)理想的正交移相電橋.數(shù)字后端系統(tǒng)框圖如圖2所示，其中V9為上邊帶(Upper Sideband，USB)輸出，V10為下邊帶(Lower Sideband，LSB)輸出.V9和V10可以根據(jù)公式

圖2 數(shù)字后端原理框圖Fig.2 Block diagram of digital back-end

計(jì)算得出.理想情況下，當(dāng)輸入射頻信號RF相對于本振信號LO為上邊帶信號時(shí)，只有V9有輸出，V10為0.當(dāng)輸入射頻信號RF相對于本振信號LO為下邊帶信號時(shí)，只有V10有輸出，V9為0.因此，實(shí)現(xiàn)了對于輸入RF信號的邊帶分離.

在實(shí)際的硬件系統(tǒng)中，由于上、下兩條傳輸鏈路(包括混頻器、放大器、濾波器以及連接電纜)不一致性引入了相位延時(shí)以及上、下鏈路增益不平衡等問題，數(shù)字后端上、下兩邊帶不能完全分離.當(dāng)輸入下邊帶信號時(shí)，圖2中USB輸出不為0，記此時(shí)的USB輸出端口處的輸出為V9L.當(dāng)輸入上邊帶信號時(shí)，圖2中LSB輸出不為0，記此時(shí)的LSB輸出端口處的輸出為V10U.因此通過實(shí)驗(yàn)方法修改系數(shù)C1、C2、C3、C4以消除鏈路增益、相位非平衡帶來的誤差，從而改善系統(tǒng)的邊帶分離度或邊帶抑制比.

相比于全模擬的邊帶分離接收機(jī)，數(shù)字邊帶分離接收機(jī)用數(shù)字90°相移的中頻混合電橋替代全模擬系統(tǒng)，并通過數(shù)字電路的靈活性，調(diào)整數(shù)字中頻混合電橋參數(shù)，從而實(shí)現(xiàn)更高的邊帶分離度，大大改善了邊帶分離接收機(jī)系統(tǒng)性能.

2.2 數(shù)字邊帶分離校準(zhǔn)

為消除鏈路增益、相位非平衡引入的誤差，需要在數(shù)字后端進(jìn)行校準(zhǔn).通過數(shù)字校準(zhǔn)，分別使得V9L=0、V10U=0.V9L和V10U的理論值計(jì)算如下:

其中，V7L、V8L分別表示輸入LSB信號時(shí)圖1中V7和V8處的輸出.V7U、V8U分別表示輸入U(xiǎn)SB信號時(shí)，圖1中V7和V8處的輸出.這里固定C1=C4=1，通過調(diào)節(jié)C2和C3來校準(zhǔn)鏈路誤差.通過將(3)式和(4)式中V9L、V10U置為0，即可得到用于校準(zhǔn)系數(shù)C2和C3的理論公式:

首先輸入下邊帶信號，對模擬前端的輸出(圖1中V7和V8)的V7L、V8L采樣代入(5)式，即可計(jì)算得到對應(yīng)中頻頻點(diǎn)的C2.然后，保持本振信號頻率不變，再輸入該組頻率關(guān)于本振頻率的鏡像頻率(上邊帶信號)，將模擬前端輸出(圖1中V7和V8)的V7U和V8U代入(6)式，即可得到校準(zhǔn)系數(shù)C3.重復(fù)多次測量，直至對于每個(gè)中頻頻點(diǎn)，均有一組校準(zhǔn)系數(shù)C1、C2、C3、C4.

2.3 邊帶分離度

通常使用邊帶抑制率[10]來衡量邊帶分離接收機(jī)的邊帶分離效果，圖3展示了用于計(jì)算SSR的原理簡圖.RF信號輸入端U表示輸入U(xiǎn)SB信號，L表示輸入LSB信號.

圖3 SSR計(jì)算原理簡圖(RF的USB和LSB是從同一個(gè)端口輸入的)Fig.3 Schematic diagram of SSR calculation principle(USB and LSB of RF are input from the same port)

對于中頻輸出端口1，邊帶抑制率定義為

其中，G1U表示輸入的USB信號到USB輸出端口(端口1)鏈路的增益.G1L表示輸入的LSB信號到USB輸出端口(端口1)鏈路的增益.

對于中頻輸出端口2，邊帶抑制率定義為

其中，G2L表示輸入的LSB信號到LSB輸出端口(端口2)鏈路的增益.G2U表示輸入的USB信號到LSB輸出端口(端口2)鏈路的增益.

3 數(shù)字邊帶分離接收實(shí)驗(yàn)

3.1 數(shù)字邊帶分離接收實(shí)驗(yàn)系統(tǒng)

在微波頻段構(gòu)建了數(shù)字邊帶分離接收試驗(yàn)系統(tǒng)，系統(tǒng)包括模擬前端和數(shù)字后端.模擬前端工作頻率范圍3-18 GHz，平衡混頻器件選型參考了文獻(xiàn)[9]，數(shù)字后端以矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀代替.

模擬前端的原理圖參見圖1.圖4展示了利用Inventor繪制的微波頻段模擬前端系統(tǒng)組裝圖，圖5是微波頻段數(shù)字邊帶分離接收機(jī)模擬前端的實(shí)物圖.表1列出了模擬前端的器件選型.模擬前端系統(tǒng)有兩個(gè)信號輸入端口:本振信號輸入口LO和射頻信號輸入口RF.4個(gè)信號輸出口:OUT-1和OUT-2為下變頻后信號的輸出口，分別對應(yīng)于圖1中V7和V8輸出.COUPLED-1和COUPLED-2輸出端口為耦合器輸出，是為了在實(shí)驗(yàn)過程中對信號做抽取，便于監(jiān)測系統(tǒng)狀態(tài).射頻信號從RF端口輸入，本振信號從LO端口輸入，選用的低通濾波器的截止頻率為2.2 GHz，實(shí)驗(yàn)時(shí)選用的中頻范圍為10-1500 MHz.對于射頻工作頻段3-18 GHz，將射頻頻段分為5段，分別選取了本振頻率為4.5 GHz、7.5 GHz、10.5 GHz、13.5 GHz、16.5 GHz進(jìn)行測量.對于不同的本振信號，每次均覆蓋了上邊帶1.5 GHz和下邊帶1.5 GHz帶寬范圍內(nèi)的信號，因此實(shí)現(xiàn)了對射頻測試頻段3-18 GHz的全覆蓋.

表1 器件選型與特征Table 1 Device selection and features

圖4 微波頻段模擬前端系統(tǒng)組裝圖Fig.4 The assembly diagram of analog front-end system in microwave band

圖5 微波頻段數(shù)字邊帶分離接收機(jī)模擬前端前視圖Fig.5 Front view of analog front-end of digital sideband separation receiver in microwave band

3.2 邊帶分離測試實(shí)驗(yàn)

邊帶分離測試實(shí)驗(yàn)系統(tǒng)如圖6所示，實(shí)驗(yàn)時(shí)使用了兩臺信號發(fā)生器，一臺用作射頻RF信號，將信號發(fā)生器的輸出連接到圖7中的RF輸入端口.一臺用于產(chǎn)生本振信號LO，將信號發(fā)生器的輸出端口連接到圖7中的LO輸入端口.直流穩(wěn)壓電源用于給放大器和可調(diào)衰減器供電，通過航空插頭連接到模擬前端殼體背部的直流輸入端口.實(shí)驗(yàn)時(shí)要注意兩臺直流穩(wěn)壓電源要共地，同時(shí)穩(wěn)壓電源的各個(gè)直流輸出端口也要共地，以避免產(chǎn)生回路串?dāng)_.通過調(diào)節(jié)放大器和可調(diào)衰減器的工作電壓，可以調(diào)節(jié)鏈路的增益，使得系統(tǒng)兩條鏈路的增益大致平衡.端口COUPLED-1和COUPLED-2因?qū)嶒?yàn)中未做監(jiān)測，輸出端均連接到匹配電阻，防止端口COUPLED-1和COUPLED-2出現(xiàn)反射.圖7中V7端口連接到矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀的1號輸入端口.圖7中V8端口連接到矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀的2號輸入端口.設(shè)置矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀工作在CW(Continuous Wave)模式，并利用矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀測量兩路輸入信號的幅度、相位、幅度的比值和相位差.利用PC編寫Python腳本控制信號發(fā)生器和矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀.兩臺信號發(fā)生器分別通過網(wǎng)線和GPIB(General Purpose Interface Bus)端口連接到PC，矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀通過GPIB端口連接到PC.通過Python腳本控制信號發(fā)生器的輸出信號的頻率，更改矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀的測量頻率，讀取并保存矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀的測量數(shù)據(jù).

圖6 實(shí)驗(yàn)系統(tǒng)原理框圖Fig.6 Block diagram of experimental system

圖7 實(shí)驗(yàn)設(shè)備連接圖Fig.7 Experimental equipment connection diagram

實(shí)驗(yàn)時(shí)先測試未進(jìn)行數(shù)字校準(zhǔn)時(shí)邊帶分離的結(jié)果.固定LO的輸出頻率和RF的輸出頻率，通過Python腳本控制矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀對中頻范圍10-1500 MHz進(jìn)行掃描，掃頻步長為10 MHz，測量兩路中頻信號在各個(gè)中頻頻點(diǎn)的幅度和相位，并保存測試的結(jié)果.設(shè)置本振頻率fLO為10.5 GHz，上邊帶射頻頻率為fUSB=11 GHz時(shí)，讀取保存V7和V8端口的輸出測試數(shù)據(jù)，以供后續(xù)處理.在保持系統(tǒng)連線不變的情況下，設(shè)置射頻頻率為上邊帶頻率關(guān)于本振信號的鏡像頻率fLSB=10 GHz，重復(fù)前述測試步驟，完成了對于fLO=10.5 GHz、中頻fIF=500 MHz時(shí)上、下邊帶中頻輸出的測試.重復(fù)上述步驟拓展射頻輸入頻率，完成對本振頻率fLO=10.5 GHz，中頻頻率fIF為0.5 GHz、1 GHz和1.5 GHz時(shí)，所有中頻頻點(diǎn)的測試(本文對于每個(gè)本振頻率均測試了3組不同的中頻).未進(jìn)行數(shù)字校準(zhǔn)時(shí)，這時(shí)數(shù)字后端等價(jià)于一個(gè)理想的數(shù)字正交電橋.對應(yīng)于圖2中系數(shù)C1=C4=1、C2=C3=j，將測量的結(jié)果代入(1)、(2)式可以得到未進(jìn)行數(shù)字校準(zhǔn)時(shí)的邊帶分離的結(jié)果(對應(yīng)于圖2中V9和V10).改變本振頻率，重復(fù)上述過程，直至完成對本振頻率為4.5 GHz、7.5 GHz、10.5 GHz、13.5 GHz、16.5 GHz的測試，從而完成覆蓋微波頻段3-18 GHz范圍內(nèi)的測試.

3.3 數(shù)字邊帶分離校準(zhǔn)及分析

實(shí)驗(yàn)選取本振頻率分別為4.5 GHz、7.5 GHz、10.5 GHz、13.5 GHz、16.5 GHz，在本振頻率對應(yīng)的上邊帶輸入一組射頻信號，用矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀讀取對應(yīng)的中頻輸出(含幅度和相位)記作V7U和V8U，在其下邊帶輸入一組與上邊帶對應(yīng)的鏡像頻率射頻信號，讀取中頻輸出記為V7L和V8L.令系數(shù)C1=C4=1、C2=C3=j，將測量的結(jié)果代入(1)、(2)式可以得到未進(jìn)行數(shù)字校準(zhǔn)時(shí)的邊帶分離的結(jié)果(V9L、V9U、V10L、V10U).將V9L、V9U、V10L、V10U代入(7)式和(8)式即可計(jì)算出未進(jìn)行數(shù)字校準(zhǔn)時(shí)的邊帶抑制率.

根據(jù)(5)式即可得到校準(zhǔn)系數(shù)C2，根據(jù)公式(6)即可得到校準(zhǔn)系數(shù)C3.重新測試V7和V8的輸出(V7U、V8U、V7L、V8L)，并利用計(jì)算得到的校準(zhǔn)系數(shù)C2和C3，代入(1)、(2)式重新計(jì)算邊帶分離的輸出(V9L、V9U、V10L、V10U).將V9L、V9U、V10L、V10U代入(7)式和(8)式即可得到數(shù)字校準(zhǔn)后的邊帶抑制率.

圖8為射頻信號頻率為3-18 GHz時(shí)未做數(shù)字校準(zhǔn)時(shí)邊帶抑制率.未做數(shù)字校準(zhǔn)時(shí)，邊帶抑制率主要集中在25-40 dB范圍內(nèi).相比于實(shí)際應(yīng)用全模擬邊帶分離系統(tǒng)，該測試結(jié)果明顯更優(yōu)的主要原因有兩個(gè)方面:其一，本系統(tǒng)采用高穩(wěn)定的頻綜設(shè)備作為本振信號源，其本振信號相位和穩(wěn)定性引入誤差小;其二，以矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀代替模擬的中頻混合電橋，該設(shè)備在進(jìn)行測試時(shí)均作了校準(zhǔn)，從而中頻混合電橋引起的幅度和相位的不平衡性也得到很好的抑制.

圖8 RF頻率為3-18 GHz的校準(zhǔn)前SSR測量結(jié)果Fig.8 Measured SSR for RF over frequency 3-18 GHz before calibration

圖9為射頻頻率為3-18 GHz時(shí)數(shù)字校準(zhǔn)后邊帶抑制率，測量結(jié)果顯示數(shù)字校準(zhǔn)后邊帶抑制率約為50-60 dB.為獲得高邊帶抑制率性能，在實(shí)驗(yàn)過程中，對有源模擬器件如放大器、衰減器的供電電壓保持不變，盡可能減小因供電電壓引起的系統(tǒng)的增益的變化;同時(shí)實(shí)驗(yàn)時(shí)均使用相同的測試線纜連接邊帶分離系統(tǒng)，以避免測試線纜引起額外的路徑衰減和相位不平衡性;實(shí)驗(yàn)過程中保持輸入信號源在校準(zhǔn)時(shí)和邊帶分離時(shí)的輸入功率不變，以避免SSR歸算誤差;此外，在實(shí)驗(yàn)前對矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀校準(zhǔn)，最大限度減小測試系統(tǒng)對測量結(jié)果的影響.在圖9中，數(shù)字校準(zhǔn)后的邊帶抑制率在50-60 dB范圍內(nèi)仍存在一定的波動(dòng)，可能原因主要是放大器、混頻器在3-18 GHz頻率范圍內(nèi)的增益和相位不平衡性差異所致，增益和相位的不平衡性差異越大校準(zhǔn)難度越大，導(dǎo)致校準(zhǔn)后SSR的性能下降.另外，利用計(jì)算出的校準(zhǔn)系數(shù)C2和C3校準(zhǔn)后重新測量模擬前端的輸出V7和V8時(shí)，邊帶抑制率并非無窮大.說明校準(zhǔn)系數(shù)仍然無法克服實(shí)驗(yàn)系統(tǒng)狀態(tài)變化的影響如電壓波動(dòng)、溫度等，而實(shí)現(xiàn)完全校準(zhǔn).但是從整個(gè)頻段的校準(zhǔn)結(jié)果獲得50-60 dB的邊帶抑制率可見，校準(zhǔn)系數(shù)適用范圍較為寬泛.

圖9測試結(jié)果表明通過中頻混合電橋系數(shù)的校準(zhǔn)，可顯著提高數(shù)字邊帶分離系統(tǒng)的抑制率，相比于圖8中未校準(zhǔn)的結(jié)果，邊帶抑制率提高了20-25 dB，大大改善了邊帶分離系統(tǒng)的性能.數(shù)字校準(zhǔn)后，SSR在50-60 dB范圍內(nèi)，與文獻(xiàn)[5]中通過軟件方式實(shí)現(xiàn)數(shù)字校準(zhǔn)與邊帶分離相比，SSR結(jié)果相當(dāng).但在1.5 GHz的中頻范圍優(yōu)于文獻(xiàn)[5]中250 MHz的中頻范圍.此外本研究中采用矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀14-bit ADC采樣中頻輸出信號，且采用離線數(shù)據(jù)的軟件校準(zhǔn)，相比于文獻(xiàn)[9]中采用的8-bit ADC具有更高的采樣精度，同時(shí)避免了文獻(xiàn)[9]中基于FPGA等數(shù)字硬件實(shí)現(xiàn)校準(zhǔn)與邊帶分離算法時(shí)受到字長效應(yīng)的影響，因此可獲得比文獻(xiàn)[9]更高的SSR性能.

圖9 RF頻率為3-18 GHz的校準(zhǔn)后SSR測量結(jié)果Fig.9 Measured SSR for RF over frequency 3-18 GHz after calibration

本研究未進(jìn)行數(shù)字校準(zhǔn)時(shí)，SSR的波動(dòng)范圍較大，主要原因在于SSR受增益、相位不平衡兩個(gè)因素影響.在不同的工作頻率下，增益不平衡度和相位不平衡度均存在較大差異，因此SSR出現(xiàn)較大波動(dòng).進(jìn)行數(shù)字校準(zhǔn)后，系統(tǒng)的增益不平衡和相位不平衡得到有效的修正，因此校準(zhǔn)后獲得50-60 dB的高性能SSR集中在較小范圍內(nèi)波動(dòng)，同時(shí)該測量結(jié)果也表明系統(tǒng)具有較好的一致性，且工作良好.

4 結(jié)論

邊帶分離接收機(jī)在天文譜線觀測領(lǐng)域有著廣闊的應(yīng)用前景.相較于全模擬邊帶分離接收機(jī)系統(tǒng)，基于數(shù)字信號處理技術(shù)的邊帶分離接收機(jī)可以校準(zhǔn)系統(tǒng)的增益、相位誤差，顯著提高邊帶抑制率.本文構(gòu)建了3-18 GHz的數(shù)字邊帶分離原理試驗(yàn)系統(tǒng)，并基于該系統(tǒng)，完成了全頻段邊帶分離校準(zhǔn).經(jīng)過邊帶不平衡的數(shù)字校準(zhǔn)，獲得的邊帶抑制率為50-60 dB，相較于未校準(zhǔn)結(jié)果，邊帶抑制率提高了20-25 dB.這表明數(shù)字邊帶分離系統(tǒng)可有效提高系統(tǒng)的邊帶分離度，大大提升系統(tǒng)性能.

致謝感謝審稿人和編輯對文章提出的寶貴建議，使得文章的質(zhì)量有了顯著提高.