射電天文4–40 GHz超寬帶低噪聲放大器設(shè)計(jì)*

潘北軍 陳卯蒸 王浩輝 閆 浩 寧云煒

(1中國(guó)科學(xué)院新疆天文臺(tái) 烏魯木齊 830011)

(2新疆微波技術(shù)重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室 烏魯木齊 830011)

(3中國(guó)科學(xué)院大學(xué)天文與空間科學(xué)學(xué)院 北京 100049)

1 引言

系統(tǒng)噪聲溫度和觀測(cè)頻率范圍是射電天文接收機(jī)兩個(gè)關(guān)鍵指標(biāo).系統(tǒng)噪聲溫度主要取決于前端放大器噪聲溫度，為提高放大器低噪聲性能，制作在砷化鎵(Gallium Arsenide，GaAs)和磷化銦(Indium Phosphide，InP)襯底材料上的改性高電子遷移率晶體管(metamorphic High Electron Mobility Transistor，mHEMT)，在保證放大器增益和輸入反射系數(shù)性能不降低的前提下，能有效地提高噪聲性能[1-2].另外，放大器的工作頻率直接決定了接收機(jī)觀測(cè)頻率，更寬的帶寬意味著觀測(cè)更多的頻率范圍，能接收更多有價(jià)值的天文信號(hào)，同時(shí)超寬帶還是美國(guó)國(guó)家射電天文臺(tái)對(duì)下一代射電望遠(yuǎn)鏡的要求指標(biāo)[3].傳統(tǒng)分立器件結(jié)構(gòu)的放大器能夠滿足噪聲性能需求，但由于其電路尺寸相對(duì)較大，已無法滿足超寬帶技術(shù)指標(biāo).隨著單片微波集成電路(Monolithic Microwave Integrated Circuit，MMIC)的發(fā)展，可將晶體管、電容電感等微波電路元件集成到單片電路中，極大地縮小了電路體積，滿足超寬帶電路性能需求.

為提高傳統(tǒng)接收機(jī)靈敏度，1980年Weinreb[4]首次提出將GaAs場(chǎng)效應(yīng)管應(yīng)用于射電天文中，隨后美國(guó)國(guó)家射電天文臺(tái)利用InP工藝研制出Ku、Ka和Q波段MMIC低噪聲放大器[3]，并成功應(yīng)用于綠岸射電望遠(yuǎn)鏡(Green Bank Telescope，GBT).但限于當(dāng)時(shí)半導(dǎo)體工藝水平，放大器噪聲和帶寬都還有一定提升空間，當(dāng)今Schleeh等[5]利用先進(jìn)InP工藝研制出0.5-13 GHz放大器，帶寬超10個(gè)倍頻程，噪聲溫度48 K.相比于國(guó)外，國(guó)內(nèi)研究起步較晚并缺乏成熟的MMIC工藝生產(chǎn)線，上海天文臺(tái)李政凱等[6]2014年利用150 nm柵長(zhǎng)高電子遷移率晶體管MMIC工藝設(shè)計(jì)了一款8-20 GHz低噪聲放大器，帶寬超2個(gè)倍頻程，噪聲溫度低于150 K，明顯優(yōu)于傳統(tǒng)分立器件性能指標(biāo)，但距離國(guó)際先進(jìn)水平還有一段差距.隨著SKA(Square Kilometre Array)望遠(yuǎn)鏡(頻率覆蓋范圍50 MHz-30 GHz)、中國(guó)科學(xué)院新疆天文臺(tái)奇臺(tái)觀測(cè)站110 m全可動(dòng)射電望遠(yuǎn)鏡(頻率覆蓋范圍0.15-115 GHz)等項(xiàng)目的開展[7]，超寬帶和高頻低噪聲放大器將具有重要的應(yīng)用價(jià)值.另外國(guó)外對(duì)中國(guó)半導(dǎo)體核心技術(shù)封鎖，全面展開單片微波集成電路相關(guān)技術(shù)的設(shè)計(jì)與研究愈發(fā)重要.

本文選取法國(guó)Ommic半導(dǎo)體公司最新70 nm柵長(zhǎng)的GaAs單片微波集成電路工藝，采用雙電源4級(jí)放大電路結(jié)構(gòu)，從原理圖設(shè)計(jì)、版圖設(shè)計(jì)以及封裝設(shè)計(jì)角度詳細(xì)地研究和討論了4-40 GHz超寬帶低噪聲放大器設(shè)計(jì)的流程.

2 設(shè)計(jì)方法

2.1 原理圖設(shè)計(jì)

2.1.1 晶體管選型

根據(jù)晶體管S參數(shù)仿真可知，晶體管柵寬值l和柵指數(shù)n會(huì)影響放大器噪聲、增益以及輸入輸出阻抗等參數(shù).在Fukui[8]建立的場(chǎng)效應(yīng)管小信號(hào)模型中，當(dāng)直流偏置電壓條件相同時(shí)，晶體管的總柵寬越小、柵指數(shù)越大，其最小噪聲系數(shù)越小.另外根據(jù)文曉敏等[9]在論文中提到，在總柵寬(n×l)相同的情況下，柵指數(shù)和噪聲性能成正相關(guān)，而與增益成負(fù)相關(guān).在Varonen等[10]的研究中提到多指(柵指數(shù)大于4)的高電子遷移率晶體管有可能會(huì)由于不對(duì)稱的柵源結(jié)構(gòu)導(dǎo)致產(chǎn)生奇模不穩(wěn)定性和回路震蕩，因此在實(shí)際設(shè)計(jì)中一般采用柵指數(shù)不大于4的晶體管.

在設(shè)計(jì)中，第1級(jí)考慮使用4×55μm的放大器，在保證總柵寬較小時(shí)，取最大柵指數(shù)以得到極低的噪聲系數(shù).而后3級(jí)主要用2指晶體管提升放大器的增益性能，但柵寬的選擇依然需要考慮噪聲和增益的變化規(guī)律，為此在單級(jí)晶體管柵極偏置電壓Vg、漏極偏置電壓Vd以及柵指數(shù)相同的情況下，測(cè)試晶體管的增益(Gain)和最小噪聲系數(shù)(NFmin)隨柵寬的變化關(guān)系，測(cè)試結(jié)果見表1.從表1可以看出，隨著柵寬增大，同樣頻率(f)條件下，放大器增益雖然有所提高，但平均變化幅度小于0.3 dB，而最小噪聲系數(shù)則在25μm和35μm的時(shí)候達(dá)到相對(duì)最小.在考慮級(jí)間匹配和輸出匹配等因素后，第2級(jí)選擇2×25μm，而最后兩級(jí)選取2×35μm.

表1 晶體管5-40 GHz柵長(zhǎng)、噪聲(NFmin)和增益(Gain)實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù)(偏置電壓:V g=-0.1 V，V d=1 V)Table 1 Experimental data of transistor gate length，noise(NFmin)and gain(Gain)at 5–40 GHz(bias voltage:V g=-0.1 V，V d=1 V)

2.1.2 偏置網(wǎng)絡(luò)

天文信號(hào)強(qiáng)弱范圍變化廣，因此在柵源級(jí)偏置電壓確定晶體管靜態(tài)工作點(diǎn)時(shí)，其選取應(yīng)保證放大器具有足夠?qū)挼膭?dòng)態(tài)范圍，以防止信號(hào)失真.通過測(cè)試場(chǎng)效應(yīng)管電流電壓特性曲線，取曲線中心位置的靜態(tài)工作點(diǎn)，以避免信號(hào)過大或過小導(dǎo)致截止失真與飽和失真.本次設(shè)計(jì)晶體管的偏置點(diǎn)Vd=1.5 V，Vg=-0.1 V，此時(shí)單級(jí)晶體管漏極電流Id由于總柵寬的不同會(huì)在0.5 mA到2 mA變化.

直流偏置電路為電路提供直流電源，影響電路的穩(wěn)定度和復(fù)雜度.場(chǎng)效應(yīng)管的直流偏置電路主要分為基本共源偏置電路、自給偏壓偏置電路以及分壓偏置電路[11]，如圖1所示，其中vin為射頻輸入電壓，vout為射頻輸出電壓，圖中R和C表示不同值的電阻和電容.基本共源偏置電路相比于其他兩種偏置網(wǎng)絡(luò)需雙電源供電，但因其輸入噪聲系數(shù)小以及結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單等優(yōu)點(diǎn)，本次設(shè)計(jì)采用基本共源偏置方案.

圖1 場(chǎng)效應(yīng)管3種偏置電路，(a)基本共源偏置，(b)自給偏壓偏置，(c)分壓偏置.Fig.1 Three types of bias circuits for FETs(Field Effect Transistors)，(a)basic common source bias，(b)self-contained bias，(c)partial voltage bias.

在實(shí)際電路設(shè)計(jì)中，采用雙電阻設(shè)計(jì)方案，如圖2所示，圖中VG為柵極總電壓，VD為漏極總電壓.該方法主要優(yōu)點(diǎn)是將4級(jí)放大器的電源網(wǎng)絡(luò)集成在一起，使得直流電路與射頻電路設(shè)計(jì)互不干擾.

圖2 4-40 GHz超寬帶低噪聲放大器原理圖Fig.2 Schematic diagram of 4-40 GHz ultra-wideband low noise amplifier(LNA)

每一級(jí)的柵極與漏極偏置網(wǎng)絡(luò)都由兩個(gè)電阻組成，其中靠近晶體管的電阻用于調(diào)節(jié)阻抗匹配，而另一個(gè)電阻用于調(diào)節(jié)靜態(tài)工作點(diǎn).如第1級(jí)放大電路，R1和R2為阻抗匹配調(diào)節(jié)電阻，R9和R10為靜態(tài)工作點(diǎn)調(diào)節(jié)電阻.由于R1和R9之間接地電容C6的作用，使R9僅對(duì)直流信號(hào)產(chǎn)生作用，實(shí)現(xiàn)了直流和射頻電路獨(dú)立設(shè)計(jì)，可有效地優(yōu)化電路其他性能.經(jīng)過不斷的調(diào)整測(cè)試，最終整個(gè)外電路柵極總電壓VG=-0.16 V，漏極總電壓VD=9 V，漏極總工作電流ID=14.5 mA，整個(gè)放大電路靜態(tài)功耗130.5 mW.

2.1.3 匹配電路

在射頻放大器的設(shè)計(jì)環(huán)節(jié)中，增益和噪聲是衡量放大器性能的兩個(gè)重要參量.高增益能放大更加微弱的信號(hào)，可提高整個(gè)接收機(jī)系統(tǒng)的靈敏度.由于天文信號(hào)往往相當(dāng)微弱，如果放大器的噪聲過大，就有可能將信號(hào)淹沒在噪聲之中，或者噪聲被系統(tǒng)誤判為天文信號(hào).在單級(jí)放大器的設(shè)計(jì)中，這兩種參數(shù)所要求的阻抗匹配各不相同，為此需要在兩者中進(jìn)行適量的取舍，但利用本文的多級(jí)放大器的結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)可有效地保證兩個(gè)參數(shù)都能達(dá)到最佳，下面詳細(xì)說明具體設(shè)計(jì)方案.

(1)增益匹配設(shè)計(jì)

根據(jù)微波射頻電路理論，放大器增益GTU可表示為

其中ΓS、ΓL分別為源反射系數(shù)和負(fù)載反射系數(shù)，S11為輸入反射系數(shù)，S21為增益值，S22為輸出反射系數(shù)，以上3個(gè)參數(shù)為晶體管固有S參數(shù).在設(shè)計(jì)的過程中，通過調(diào)整輸入匹配網(wǎng)絡(luò)和輸出匹配網(wǎng)絡(luò)令ΓS=S*11(*表示共軛復(fù)數(shù))、ΓL=S*22，并將分子分母用平方差公式展開，消去同類項(xiàng)，即可得到最大增益GMax

多級(jí)放大器的設(shè)計(jì)過程中，整個(gè)放大器的增益等于各級(jí)增益相加.圖3為放大器不同級(jí)增益對(duì)比曲線，在圖3中第1級(jí)放大器設(shè)計(jì)中不重點(diǎn)考慮增益匹配，而第2級(jí)和第3級(jí)放大器的設(shè)計(jì)中重點(diǎn)考慮增益匹配，主要目的是為了實(shí)現(xiàn)整體增益平坦性最佳，而最后一級(jí)輸出網(wǎng)絡(luò)阻抗重點(diǎn)考慮負(fù)載共軛匹配，以實(shí)現(xiàn)最大輸出增益.

圖3 第1級(jí)增益和第2、3、4級(jí)增益以及多級(jí)總增益對(duì)比曲線Fig.3 Comparison curve of the first stage gain and the second，third，fourth stage gain and multistage total gain

圖3中，第1級(jí)增益在低頻段明顯偏高，而高頻段又相對(duì)偏低，通過后面3級(jí)放大器達(dá)到提升增益和展平增益的作用，該放大器在10-30 GHz工作頻率下，總增益平均40 dB，增益平坦度±1 dB.

(2)噪聲匹配設(shè)計(jì)

晶體管的噪聲按產(chǎn)生類型主要分為內(nèi)部噪聲和附加噪聲.根據(jù)射頻電路噪聲理論，多級(jí)放大器中的總噪聲系數(shù)F為

F k表示每一級(jí)的噪聲系數(shù)，其中k表示放大器級(jí)數(shù)，而G k表示每一級(jí)增益，由(3)式可知影響整個(gè)放大電路的噪聲系數(shù)主要來自第1級(jí)，所以第1級(jí)輸入匹配網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計(jì)尤為重要.為此在第1級(jí)設(shè)計(jì)中，主要考慮實(shí)現(xiàn)整個(gè)放大器最佳噪聲匹配.為降低噪聲且實(shí)現(xiàn)超寬帶匹配，本設(shè)計(jì)中采用電容電阻L型匹配網(wǎng)絡(luò)，射頻輸入端串聯(lián)7 pF電容，并聯(lián)3.3 kΩ電阻以盡可能降低輸入級(jí)噪聲.

(3)穩(wěn)定性

穩(wěn)定性的設(shè)計(jì)使用Edwards等人提出的μ因子判別法[12].該方法簡(jiǎn)單且有效，只需滿足μ因子大于1無需其他的附加條件即可判定絕對(duì)穩(wěn)定.穩(wěn)定性的設(shè)計(jì)一般在一定程度上會(huì)降低放大器的性能，穩(wěn)定放大器的措施主要是在放大器的輸出端或者輸入端并聯(lián)電阻來增加穩(wěn)定性，但同時(shí)也降低了放大器的增益.而在實(shí)際的電路測(cè)試中，發(fā)現(xiàn)在源級(jí)增加電感能在較小影響電路其他性能的情況下，增加電路穩(wěn)定性，是本次設(shè)計(jì)重點(diǎn)使用的方法.在測(cè)試中發(fā)現(xiàn)常規(guī)電感由于感值較大，效果不理想.而在具體電路中采用微帶線代替小感值的電感[13]，微帶線的長(zhǎng)度越長(zhǎng)寬度越細(xì)，電感值越大，通過調(diào)節(jié)微帶線參數(shù)可以很好地對(duì)電路進(jìn)行穩(wěn)定性控制.另外由于本放大器為4級(jí)，在具體的穩(wěn)定性設(shè)計(jì)中為了留出足夠的穩(wěn)定余量，故在電路中保證每一級(jí)的放大器都滿足絕對(duì)穩(wěn)定.

2.2 版圖設(shè)計(jì)

版圖設(shè)計(jì)將原理圖的電路拓?fù)滢D(zhuǎn)化為芯片代工廠實(shí)際可以制造的加工文件.在版圖設(shè)計(jì)中需要考慮和原理圖的一一對(duì)應(yīng)，另外版圖的設(shè)計(jì)還需要滿足晶圓代工廠提前定義好的設(shè)計(jì)規(guī)則.

圖4為低噪聲放大器的版圖，整個(gè)版圖物理尺寸1 mm×2 mm.為了使放大器和外圍封裝電路良好接觸，在設(shè)計(jì)時(shí)還應(yīng)保證射頻輸入輸出焊盤和直流接口的焊盤尺寸合適，射頻輸入焊盤尺寸長(zhǎng)150μm、寬83μm，直流接口VG焊盤長(zhǎng)200μm、寬90μm，VD焊盤長(zhǎng)800μm、寬96μm.

圖4 4-40 GHz超寬帶低噪聲放大器版圖Fig.4 4-40 GHz ultra-wideband low noise amplifier layout

為消除來自電源沖擊的高頻噪聲影響，利用圖4版圖中多余空間，在柵極偏置輸入端放置多余的旁路電容[14]，如圖2中的C6、C7、C8等.實(shí)際過程中微帶線代替實(shí)際導(dǎo)線，源級(jí)電感利用微帶線替代，如第1級(jí)放大器上接地微帶線尺寸長(zhǎng)63μm，寬10μm，下接地的微帶線長(zhǎng)253.5μm，寬10μm.整個(gè)干路傳輸線上除去輸入端和輸出端微帶線的寬度分別為83μm、40μm外，其余電路微帶線的寬帶為10μm.在放大器的輸出端通過巴倫設(shè)計(jì)，降低晶體管輸出部分到主微帶線的損耗.

2.3 封裝設(shè)計(jì)

2.3.1 外圍電路

晶體管外圍電路包括射頻外圍電路和直流濾波電路，見圖5.為降低輸入輸出電路損耗，在設(shè)計(jì)時(shí)分別測(cè)試RT5880和RT6002板材，后者熱穩(wěn)定性更好，相對(duì)介電常數(shù)εr為2.94，在低頻下引起的損耗不明顯，但隨著頻率達(dá)到30 GHz以上會(huì)給電路帶來約2 dB左右損耗，而前者εr為2.2，損耗角正切(tanΔ)為0.0012，在高頻下的增益損耗僅為0.5 dB.最終輸入輸出射頻微帶線采用厚度0.254 mm的RT5880高頻PCB(Printed Circuit Board)板材.芯片和晶體管的連接使用直徑為25μm的金線鍵合.鍵合的金線可以等效為小電感，為了減小該電感給電路帶來的噪聲和損耗，通過2根平行的鍵合線可有效減少電感對(duì)性能指標(biāo)的影響.

圖5 放大器封裝外圍電路設(shè)計(jì)Fig.5 Peripheral circuit design for amplifier package

微帶線輸入(IN)輸出(OUT)特性阻抗Z0一般設(shè)計(jì)為50Ω，但本次設(shè)計(jì)中微帶線的特性阻抗分別為45.9Ω(細(xì)線)、27.3Ω(粗線)，整個(gè)放大器同軸匹配特性阻抗仍為50Ω，微帶線具體參數(shù)見表2.微帶線的非標(biāo)準(zhǔn)阻抗設(shè)計(jì)主要作用為降低放大器的輸入反射系數(shù)，以達(dá)到更佳的輸入匹配.末端微帶線通過直徑0.3 mm玻璃絕緣子與2.4 mm的SMA(Sub-Miniature version A connector)母接頭焊接.

表2 20 GHz下輸入輸出微帶線參數(shù)(寬度W、長(zhǎng)度L、高度H)Table 2 Input and output microstrip line parameters at 20 GHz(width W，length L，height H)

直流電路的作用在于減少電源不穩(wěn)定性對(duì)晶體管的影響，尤其是電源中高頻噪聲對(duì)晶體管的沖擊.為此，外圍電源電路首先通過金線鍵合到100 pF的芯片電容上，然后通過金線鍵合到π型濾波電路上，該濾波電路電容和電阻的大小分別為100 nF和1 kΩ，對(duì)于該電路來說電阻值越大，濾波效果越好，但同時(shí)也會(huì)帶來比較大的直流損耗，所以在設(shè)計(jì)時(shí)還需折衷考慮.另外由于漏極電流大于10 mA，考慮到功耗和散熱，在其直流電路上并未增加電阻，最后濾波電路輸入端接入工業(yè)標(biāo)準(zhǔn)的J63 A矩形連接器.

電路中芯片和腔體以及其他的接觸部分，使用漢高Ablebond84-1LMISR4導(dǎo)電銀膠進(jìn)行粘連，在上膠的時(shí)候應(yīng)注意涂抹均勻，以防止接觸部位起泡.另外固化溫度設(shè)定為175°C最佳，超過330°C將會(huì)對(duì)芯片造成永久性損傷.

2.3.2 封裝腔體

封裝腔體的設(shè)計(jì)主要考慮各種接頭電路板的尺寸大小，本次外圍封裝尺寸長(zhǎng)19.65 mm、寬17.9 mm、腔體高5.72 mm、腔體盒高2.5 mm，除去射頻接頭使用M3螺絲固定，其余均采用M1.6螺絲.腔體的材料可以為黃銅或者鋁，然后在實(shí)際加工中還需進(jìn)行鍍金處理，用于提高導(dǎo)體表面的電導(dǎo)率，以實(shí)現(xiàn)整個(gè)腔體和芯片的有效接觸，提高電路導(dǎo)電和導(dǎo)熱性能，整體封裝效果見圖6.

圖6 低噪聲放大器腔體設(shè)計(jì)Fig.6 Housing design for low noise amplifier

3 仿真結(jié)果分析

本次設(shè)計(jì)分別進(jìn)行原理圖仿真和封裝電磁場(chǎng)矩量法仿真.其中原理圖仿真速度快，在設(shè)計(jì)初端可用于調(diào)節(jié)電路參數(shù)，優(yōu)化電路設(shè)計(jì)指標(biāo)，封裝仿真加入了鍵合線模型和外圍微帶電路，更接近實(shí)際環(huán)境下的電路模型，仿真參數(shù)如圖7.

圖7 300 K測(cè)試溫度下，原理圖仿真與封裝仿真結(jié)果參數(shù)對(duì)比Fig.7 The parameter comparison of schematic simulation and package simulation results at 300 K

通過分析以上實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù)可得出，放大器的平均增益在40 dB左右，整個(gè)帶寬內(nèi)的平坦度±2.5 dB，指標(biāo)滿足射電天文實(shí)際應(yīng)用需求.在低頻處封裝的放大器由于外圍微帶線和鍵合線的原因?qū)е缕骄鲆嫦陆? dB左右，在30 GHz左右增益又增高，可能是由于外圍電路的匹配作用導(dǎo)致的.常溫下噪聲溫度平均95 K左右，同時(shí)鍵合線帶來的電感引起的噪聲隨著頻率增加急劇增加，50 GHz時(shí)帶來的額外噪聲已超過40 K.

S11和噪聲在調(diào)節(jié)輸入匹配時(shí)難以同時(shí)達(dá)到最優(yōu)，所以在本次設(shè)計(jì)中，為了獲得最優(yōu)的噪聲，導(dǎo)致電路輸入匹配設(shè)計(jì)時(shí)犧牲了一定的低頻輸入反射系數(shù)，如在4-17 GHz內(nèi)，S11大于-5 dB.另外由于鍵合線和微帶線之間的寄生效應(yīng)也會(huì)導(dǎo)致低頻段S11參數(shù)的惡化.外圍微帶匹配電路對(duì)高頻段(尤其在13 GHz之后)的S11有一定的優(yōu)化作用，在實(shí)際測(cè)試中，通過調(diào)整晶體管偏置點(diǎn)電壓值可能會(huì)有效改善S11.S11的惡化會(huì)引起輸入信號(hào)的反射回天線和極化器端，所以在實(shí)際的應(yīng)用中應(yīng)防止信號(hào)來回反射導(dǎo)致的震蕩現(xiàn)象，需通過調(diào)整輸入信號(hào)極化器阻抗匹配或同軸線阻抗值避免該現(xiàn)象.S22表征輸出信號(hào)反射程度，S22在10-40 GHz頻段內(nèi)低于-10 dB，滿足實(shí)際應(yīng)用要求.

表3為本文放大器和其他文獻(xiàn)放大器仿真參數(shù)對(duì)比，相比于已有文獻(xiàn)仿真參數(shù)，本文設(shè)計(jì)的放大器使用70 nm GaAs改性高電子遷移率晶體管先進(jìn)工藝，在頻帶上達(dá)到10個(gè)倍頻程，滿足超寬帶的設(shè)計(jì)指標(biāo).除此之外本文放大器在已有文獻(xiàn)基礎(chǔ)上將增益提高10 dB左右，噪聲溫度降低30 K左右，滿足低噪聲設(shè)計(jì)指標(biāo).功耗130.5 mW，略高于一般功耗設(shè)計(jì)，在實(shí)際應(yīng)用中該放大器置于低溫杜瓦中[18]，較大的功耗不會(huì)引起散熱上的問題，因此也不影響放大器其他性能的實(shí)現(xiàn).

表3 本文與其他文獻(xiàn)低噪聲放大器仿真主要參數(shù)對(duì)比Table 3 Comparison of main simulation parameters of low noise amplifiers between this article and other literature

4 結(jié)論

文中通過對(duì)原理圖設(shè)計(jì)、版圖設(shè)計(jì)和封裝設(shè)計(jì)的研究，詳細(xì)地闡述了4-40 GHz超寬帶低噪聲放大器的設(shè)計(jì)流程.設(shè)計(jì)頻段完整覆蓋C(4-12 GHz)、X(8-12.4 GHz)、Ku(12.4-18 GHz)、K(20-26.5 GHz)、Ka(26.5-40 GHz)5個(gè)觀測(cè)波段，如果配合超寬帶饋源的使用，即可將傳統(tǒng)望遠(yuǎn)鏡的多套接收機(jī)合為一套，降低饋源倉接收機(jī)數(shù)目的同時(shí)簡(jiǎn)化復(fù)雜的換饋系統(tǒng)結(jié)構(gòu).在中國(guó)科學(xué)院新疆天文臺(tái)奇臺(tái)觀測(cè)站110 m全可動(dòng)射電望遠(yuǎn)鏡超寬帶接收機(jī)中，該放大器可以覆蓋其單波束5 cm和2 cm波段、雙頻3.6 cm/0.9 cm波段以及19波束1.3 cm波段[19]，并且為其他低頻和毫米波超寬帶低噪聲放大器研究設(shè)計(jì)提供一定的技術(shù)基礎(chǔ).但目前來看，放大器的噪聲溫度還需要進(jìn)一步的優(yōu)化，實(shí)際工程應(yīng)用一般通過制冷來降低放大器的噪聲溫度，下一步研究重點(diǎn)主要為低溫制冷對(duì)放大器噪聲溫度的影響.

致謝感謝新疆天文臺(tái)天線組何飛龍對(duì)文章提出的寶貴建議，使得文章質(zhì)量有了顯著的提高.