一種W波段集總元件差分正交定向耦合器

馬宵宵, 董飛翔, 李 莊, 曹 銳, 桑 磊

(1.合肥工業(yè)大學(xué) 電子科學(xué)與應(yīng)用物理學(xué)院,安徽 合肥 230601; 2.孔徑陣列與空間探測安徽省重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室,安徽 合肥 230088)

0 引言

在現(xiàn)代通信系統(tǒng)中,正交耦合器是一種非常重要的無源器件,在射頻微波電路與系統(tǒng)中廣泛應(yīng)用。毫米波應(yīng)用主要依賴于差分拓?fù)?因此,正交耦合器的差分設(shè)計(jì)是很有必要的。正交耦合器通常使用1/4波長傳輸線[1-2]的結(jié)構(gòu)來實(shí)現(xiàn)。文獻(xiàn)[1]提出一種依賴于2個(gè)磁耦合差分傳輸線的結(jié)構(gòu)用于E波段應(yīng)用,因?yàn)榇怪瘪詈显诤撩撞l率下提供更好的限制,所以最小化了襯底損耗和寄生耦合。然而,獲得弱的頻率相關(guān)的相位正交和穩(wěn)定的特征阻抗并不容易。同時(shí),基于變壓器的更緊湊結(jié)構(gòu)也越來越受到關(guān)注[3-4]。文獻(xiàn)[3]提出一種基于變壓器的結(jié)構(gòu),以實(shí)現(xiàn)本地振蕩器的正交生成,通過并行化2個(gè)單端結(jié)構(gòu)來實(shí)現(xiàn)差分操作,從而提供良好的對(duì)稱性。然而,它會(huì)引起寄生路由長度。當(dāng)然,集總參數(shù)正交耦合器[5-8]也有一些報(bào)道,但是很少用于W波段,而且它們均不是差分結(jié)構(gòu),不適用于差分電路。本文基于文獻(xiàn)[8]中耦合器的單端拓?fù)?，通過并行化2個(gè)結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)了一款集總元件差分正交定向耦合器。

1 理論分析

耦合器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)基于文獻(xiàn)[8]中的模型,如圖1所示,該耦合器僅有一條水平對(duì)稱線,可利用奇偶模分析法[9]進(jìn)行分析。當(dāng)在 1、4 端口偶模激勵(lì)時(shí),A-A′相當(dāng)于磁壁,即開路狀態(tài)。當(dāng)在 1、4端口奇模激勵(lì)時(shí),A-A′相當(dāng)于電壁,即短路狀態(tài)。

圖1可統(tǒng)一表示為奇偶模等效模型[9],如圖2所示。

圖1 耦合器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)及其奇偶模激勵(lì)等效電路

圖2 二端口奇偶模等效模型

圖2中,計(jì)算公式為:

(1)

(2)

(3)

其中,i=1,2。

為了確定電路的反射系數(shù)和傳輸系數(shù),使用傳輸波矩陣描述[10]。引入規(guī)范化并假設(shè)無損元素,二端口奇偶模等效模型的傳輸波矩陣Teo[11]可表示為:

(4)

其中

n為定向耦合器輸出阻抗與輸入阻抗之比,即

(5)

等效雙端口網(wǎng)絡(luò)的Sije,o系數(shù)可以由波幅傳輸矩陣的相應(yīng)系數(shù)表示,即

(6)

這種擴(kuò)展到多端口網(wǎng)絡(luò)的奇偶模分析方法,允許人們考慮由于所選端口對(duì)的偶數(shù)和奇數(shù)激勵(lì)而獲得的等效N端口的集合來確定2N端口的散射矩陣。散射系數(shù)計(jì)算公式[11]為:

i,j=1,2,…,N

(7)

對(duì)于正交定向耦合器,有

(8)

聯(lián)立(6)～(8)式可以得到:

T12e=T12o,|T11e|2=|T11o|2=1

(9)

另外,Yio>Yie,可得一組集總參數(shù)的解算公式,即

(10)

在獲得電感L和電容C的值之后,可以通過下式給出幅度不平衡的大小,即

(11)

其中,ω0為中心頻率。理論上,幅度不平衡與ω呈線性關(guān)系,這是限制功率分配比帶寬的因素。相位差為:

|∠S21-∠S31|=90°

(12)

相位差為90°,與頻率無關(guān)。理想的單端正交耦合器的計(jì)算結(jié)果如圖3所示。

圖3 理想單端正交耦合器的S參數(shù)

2 設(shè)計(jì)方法

在設(shè)計(jì)集總元件正交定向耦合器電路時(shí),考慮到4個(gè)端口中的2個(gè)端口的特性阻抗與連接到它們的線性和非線性元件的值相同,而其他端口保持系統(tǒng)的50 Ω特性阻抗。該技術(shù)允許根據(jù)終端元件的特定阻抗要求定制電路。任意阻抗終端允許線性和非線性元件與耦合器匹配,而無需變壓器網(wǎng)絡(luò)。

為了說明所提出的集總元件正交定向耦合器配置和設(shè)計(jì)理論的有效性,本文使用推導(dǎo)出的等效電路參數(shù)公式設(shè)計(jì)了一款集總元件差分正交定向耦合器,設(shè)計(jì)實(shí)例選擇將30 Ω匹配至100 Ω,由于是差分設(shè)置,因此Zin=50 Ω,Zout=15 Ω,中心頻率設(shè)置為94 GHz。

設(shè)計(jì)結(jié)果見表1所列。

表1 集總元件差分正交定向耦合器的設(shè)計(jì)結(jié)果

基于上述元件數(shù)值,使用0.13 μm SiGe BiCMOS工藝,通過并行化2個(gè)單端拓?fù)湓O(shè)計(jì)一款W波段集總元件差分正交定向耦合器,該耦合器采用電容堆疊結(jié)構(gòu),如圖4所示,在選取金屬層時(shí),根據(jù)4個(gè)電容值,遵循下層面積比上層面積大的原則,最終選定的MQ、M4、M3、M2金屬層依次為隔離、輸入、輸出以及耦合端。值得注意的是,在該設(shè)計(jì)中,傳輸線及螺旋式結(jié)構(gòu)應(yīng)用于M3層以實(shí)現(xiàn)片上電感,50 Ω電阻應(yīng)用于KQ層(圖4中第1層與第2層之間)以實(shí)現(xiàn)隔離電阻。對(duì)電感進(jìn)行調(diào)諧時(shí),先把電感切割開,然后在切割處加一個(gè)端口,這樣,自感與端口外接的理想電感串聯(lián),改變外接理想電感值,從而可以達(dá)到調(diào)諧電感的目的;對(duì)電容進(jìn)行調(diào)諧時(shí),在2層金屬層之間加一個(gè)通孔,然后在通孔上再加一個(gè)端口,這樣,2層金屬層之間的基板電容與端口外接理想電容并聯(lián),改變外接理想電容值,從而可以達(dá)到調(diào)諧電容的目的,電感電容調(diào)諧示意圖如圖5所示。

圖4 電容堆疊層

圖5 電感電容的優(yōu)化

利用三維電磁場仿真軟件Sonnet進(jìn)行電磁仿真,然后在ADS中優(yōu)化設(shè)計(jì),經(jīng)過多次迭代,最終得到的集總元件差分正交定向耦合器的3D視圖如圖6所示。圖6中:1為電容堆疊結(jié)構(gòu);2為KQ層隔離電阻。

圖6 集總元件差分正交定向耦合器3D視圖

集總元件差分正交定向耦合器版圖如圖7所示,為了減少尺寸,在并行化2個(gè)單端拓?fù)鋾r(shí)輸入端電感采用螺旋式結(jié)構(gòu),版圖尺寸為0.17 mm×0.12 mm。隔離端口的2個(gè)端子之間連接100 Ω電阻,以避免信號(hào)反射,實(shí)現(xiàn)更好的阻抗匹配和隔離。

圖7 集總元件差分正交定向耦合器的版圖

3 仿真結(jié)果與分析

所設(shè)計(jì)的集總元件差分正交定向耦合器的仿真結(jié)果如圖8所示。從圖8可以看出，在90～98 GHz的設(shè)計(jì)頻段內(nèi)回波損耗(S11、S22、S33)小于-15 dB,表現(xiàn)出對(duì)所有端口較弱的頻率依賴性;該耦合器的插損(S21、S31)在中心頻率94 GHz處為6.6 dB,表明耦合器在功率分配造成的6 dB損耗外(由于無源網(wǎng)絡(luò)造成0.6 dB的額外損耗);相位誤差和幅度不平衡，分別為1.5°和0.3 dB。設(shè)計(jì)的耦合器的性能參數(shù)仿真結(jié)果見表2所列,并與其他相關(guān)文獻(xiàn)進(jìn)行了比較?？紤]到阻抗匹配網(wǎng)絡(luò),該耦合器在幅度不平衡和面積方面有很大的優(yōu)勢,在插入損耗和相位誤差方面性能良好?？傊?該耦合器在毫米波頻段有很好的應(yīng)用前景。

圖8 集總元件差分正交定向耦合器仿真結(jié)果

表2 本文設(shè)計(jì)的耦合器與相關(guān)文獻(xiàn)耦合器的參數(shù)對(duì)比

4 結(jié)論

本文描述了基于任意終端阻抗的W波段集總元件差分正交定向耦合器的設(shè)計(jì)技術(shù),任意阻抗終端允許線性和非線性元件與耦合器匹配,而無需變壓器網(wǎng)絡(luò)。該耦合器采用垂直電容堆疊結(jié)

構(gòu),從而減少了芯片占用面積。該耦合器的插損(S21、S31)在中心頻率94 GHz處為6.6 dB,另外,在90～98 GHz的設(shè)計(jì)頻段內(nèi)回波損耗(S11、S22、S33)小于-15 dB,相位誤差和幅度不平衡分別為1.5°和0.3 dB。結(jié)果表明該耦合器可用于平衡式功率放大器、雙平衡混頻器等差分電路。