一種K 頻段寬帶雙極化濾波喇叭天線設(shè)計

方超 梁仙靈 劉一帆 耿軍平 金榮洪 汪偉

（1. 上海交通大學(xué)，上海，200240；2. 華東電子工程研究所，合肥 230088）

引 言

K/Ka 頻段寬帶衛(wèi)星通信具有傳輸速率高、通信容量大等優(yōu)點(diǎn)，是未來衛(wèi)星通信領(lǐng)域的主力軍. 衛(wèi)星上行通信頻率為27.5～31.0 GHz，下行通信頻率為17.7～21.2 GHz，該頻段天線引起學(xué)者們的廣泛關(guān)注及研究[1-13]，大致可分為三類. 第一類是以微帶貼片/縫隙形式設(shè)計的Ka 天線，如文獻(xiàn)[1]基于微帶貼片設(shè)計了一種線性陣列天線，結(jié)合射頻相移網(wǎng)絡(luò)實(shí)現(xiàn)波束掃描，阻抗帶寬為28.7～30.3 GHz，覆蓋部分上行頻段，天線效率約為29%. 文獻(xiàn)[3]基于微帶縫隙形式設(shè)計了一種雙頻共口徑陣列天線，阻抗帶寬為19.5～21.5 GHz/29～31 GHz，覆蓋部分上行和下行頻段，天線效率約為20%/13%. 可見，選用微帶結(jié)構(gòu)具有低剖面優(yōu)勢，但天線效率往往受限于微帶網(wǎng)絡(luò)而比較低. 第二類是以反射面天線形式設(shè)計的天線，如文獻(xiàn)[6]介紹了一種基于超表面結(jié)構(gòu)設(shè)計的雙頻反射面天線，阻抗帶寬為21.0～25.5 GHz/31.5～35.5 GHz，天線阻抗帶寬和效率均較好，但天線的剖面結(jié)構(gòu)很高，且不易于多波束實(shí)現(xiàn). 第三類以波導(dǎo)喇叭形式設(shè)計的天線，如文獻(xiàn)[7]采用介質(zhì)集成波導(dǎo)結(jié)合縫隙喇叭形式設(shè)計了雙頻段(20.8～21.6 GHz/25.6～26.3 GHz)陣列天線，天線效率達(dá)到67.3%/60.6%，但相對阻抗帶寬較窄. 相比而言，文獻(xiàn)[8]采用波導(dǎo)腔體形式設(shè)計的雙頻段陣列天線的帶寬和效率均有提升，阻抗帶寬為19.7～21.5 GHz/29～31 GHz，效率為70%/74%. 文獻(xiàn)[9]采用介質(zhì)集成喇叭形式設(shè)計的Ka 頻段天線，阻抗帶寬為27.7～33.1 GHz，效率達(dá)到78%. 對于狹小的衛(wèi)星平臺，下行發(fā)射會對上行接收產(chǎn)生干擾[11]. 上述幾種天線本身抗干擾能力弱，需要額外級聯(lián)高性能的濾波部件[12]. 文獻(xiàn)[13]利用介質(zhì)集成波導(dǎo)技術(shù)將濾波結(jié)構(gòu)集成到天線中，這種設(shè)計既提升了Ka 頻段天線自身的抗干擾能力，又降低了額外級聯(lián)的濾波器設(shè)計壓力[14].

此外，實(shí)際衛(wèi)星除K/Ka 頻段通信功能之外，還需具備K/Ka 的數(shù)傳與測控功能，因此星載天線所需覆蓋的頻率范圍往往很寬. 基于此，本論文針對寬帶星載天線的應(yīng)用需求，設(shè)計一種K 頻段寬帶雙極化高效率濾波喇叭天線，并進(jìn)行了仿真和實(shí)驗(yàn). 仿真與實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，該天線水平極化的實(shí)測阻抗帶寬為25.4%(17.9～23.1 GHz)，垂直極化的實(shí)測阻抗帶寬為24.0%(18.0～22.9 GHz)，實(shí)測兩極化端口的隔離度超過19.9 dB；阻抗帶寬內(nèi)(覆蓋K/Ka 頻段衛(wèi)星下行)天線效率超過58%，阻帶內(nèi)(覆蓋K/Ka 頻段衛(wèi)星上行)抑制超過33.1 dB.

1 天線結(jié)構(gòu)

圖1 給出K 頻段雙極化濾波喇叭天線的三維結(jié)構(gòu)圖. 天線口徑采用階梯型喇叭結(jié)構(gòu)，由六層方形腔體銜接形成，w1～w6表示各層腔體內(nèi)壁的邊長，h1～h6表示各層腔體內(nèi)壁的高度；底部腔體正中間有一個“凸”形金屬阻抗匹配塊，其參數(shù)為w7、w8、h7、h8；底部腔體兩側(cè)連接一對正交的矩形波導(dǎo). 該雙極化天線的工作原理是：利用正交的矩形波導(dǎo)在底部腔內(nèi)激勵起TE10模和TE01模的輻射場，并通過階梯型喇叭實(shí)現(xiàn)雙極化輻射. 矩形波導(dǎo)的尺寸為9 mm×4.1 mm，其末端由同軸探針進(jìn)行激勵，探針的直徑為D1，高度為h9. 為實(shí)現(xiàn)帶外抑制，在矩形波導(dǎo)底部的寬壁上引入T 型和Π 型單元交替排列構(gòu)成的濾波結(jié)構(gòu)，如圖1(b)所示. 其中T 型單元由一個矩形金屬片和一個金屬圓柱構(gòu)成，其參數(shù)為a、b、t、D2、h10，而Π 型單元由一個矩形金屬片和兩個金屬圓柱構(gòu)成，其參數(shù)為a、b、t、D2、h10、S. T 型和Π 型單元的結(jié)構(gòu)參數(shù)基本相同，相鄰兩個單元的間距為G.

圖1 天線結(jié)構(gòu)圖Fig. 1 Structure of the proposed antenna

2 天線設(shè)計與分析

該雙極化濾波喇叭天線既具有寬頻帶和高效率性能，又具有良好的帶外抑制性能. 為清晰闡述該天線設(shè)計，下面將對天線各部分結(jié)構(gòu)和一些關(guān)鍵參數(shù)進(jìn)行討論.

2.1 階梯型喇叭

喇叭天線效率主要受限于口徑場分布、導(dǎo)體損耗以及端口匹配，階梯型喇叭的腔體層數(shù)和各層腔體的尺寸會影響口徑場分布[15]. 采用電磁仿真軟件HFSS 分析不同層數(shù)的階梯型喇叭結(jié)構(gòu)，喇叭口徑尺寸保持不變，對給定層數(shù)的階梯型喇叭優(yōu)化各層腔體的尺寸和“凸”形金屬阻抗匹配塊，使天線的阻抗帶寬和方向性系數(shù)達(dá)到最佳.

圖2 比較了不同層數(shù)的階梯型喇叭天線與傳統(tǒng)角錐喇叭天線的端口輸入阻抗和反射系數(shù). 可以看出，不同階梯層數(shù)的喇叭天線均呈現(xiàn)寬帶特性，且隨著階梯層數(shù)從四層增加至七層，阻抗帶寬呈現(xiàn)先增大后逐漸趨于穩(wěn)定的趨勢；尤其六層階梯型喇叭天線帶內(nèi)反射系數(shù)最小，且與傳統(tǒng)角錐喇叭非常接近.

圖2 階梯型喇叭層數(shù)對阻抗帶寬及反射系數(shù)的影響Fig. 2 Affection of stepped horn layers on impedance bandwidth and reflection coefficient

圖3 比較了不同層數(shù)的階梯型喇叭天線與傳統(tǒng)角錐喇叭天線的方向性系數(shù). 可以看出，相比阻抗帶寬變化，天線方向性系數(shù)隨階梯層數(shù)的變化更為顯著. 階梯層數(shù)由四層增加到七層時，天線方向性系數(shù)呈現(xiàn)先增大后變小的趨勢，其中六層階梯型喇叭在阻抗帶寬內(nèi)的方向性系數(shù)最高，為13.3～15.8 dBi. 圖4為不同層數(shù)的階梯型喇叭天線口面電場幅度分布.可以看出，六層喇叭的口面場分布最為均勻，相比角錐喇叭，六層階梯型喇叭的方向性系數(shù)要高出約0.2～0.8 dB.

圖3 階梯型喇叭層數(shù)對方向性系數(shù)的影響Fig. 3 Affection of stepped horn layers on directivity

圖4 不同喇叭天線的口面電場幅度分布Fig. 4 Distribution of the E-field amplitude of different horn antennas

2.2 “凸”形匹配塊

選定六層階梯型喇叭后，下面分析“凸”形金屬匹配塊的功能. 圖5 比較了“凸”形金屬匹配塊參數(shù)(w7、w8、h7、h8)取不同值時兩個極化端口的反射系數(shù)隨頻率的變化曲線. 可以看出，參數(shù)w7和w8主要影響天線高頻段部分的阻抗匹配，且參數(shù)w7比w8的敏感度更大；參數(shù)h7和h8主要影響天線的阻抗匹配帶寬，尤其當(dāng)兩個參數(shù)值增大時，整個工作頻段會呈現(xiàn)往低頻偏移的現(xiàn)象.

圖5 “凸”形匹配塊取不同值時兩個極化端口反射系數(shù)隨頻率的變化Fig. 5 Change of reflection coefficient of two polarized ports with frequency when the “convex” matching block takes different values

2.3 T/Π 型濾波結(jié)構(gòu)

為實(shí)現(xiàn)天線帶外濾波功能，在喇叭的饋電波導(dǎo)中引入T/Π 型濾波結(jié)構(gòu). 圖6 給出該結(jié)構(gòu)的色散曲線圖，以基模TE10(或TE01)模的工作頻率范圍(f1,f2)為通帶，以TE10模通帶的最高頻率與高次模TE20/TE11模截止頻率之間的范圍(f2,f3)為阻帶. 下面具體分析通、阻帶位置分布隨濾波結(jié)構(gòu)參數(shù)的變化情況，值得注意的是一個參數(shù)變化時，其余參數(shù)保持不變.

圖6 T/Π 型濾波結(jié)構(gòu)色散圖Fig. 6 Dispersion diagram of T/Π filtering structure

通帶的低頻f1是由饋電波導(dǎo)TE10模的截止波長所確定，幾乎不受濾波結(jié)構(gòu)參數(shù)變化的影響. 因此，這里重點(diǎn)關(guān)注阻帶的最低頻率f2和最高頻率f3.圖7 為通、阻帶分布隨不同參數(shù)的變化. 從圖7(a)、(b)可以看出，金屬圓柱高度h10和矩形貼片厚度t主要影響通帶和阻帶的帶寬. 當(dāng)h10從0.5 mm 增加到0.9 mm，f2由26.8 GHz 下降至24.0 GHz，通帶帶寬由10.1 GHz 減小為7.3 GHz，阻帶帶寬由5.3 GHz 增大至7.2 GHz；當(dāng)t從0.3 mm 增加到0.7 mm，f2由26.0 GHz下降至24.4 GHz，通帶帶寬由9.1 GHz 減小為7.7 GHz，阻帶帶寬由5.8 GHz 增大至6.9 GHz. 從圖7(c)、(d)和(e)可以看出，矩形金屬片寬度b、金屬圓柱直徑D2以及T 型單元中兩圓柱的間距S主要影響通帶帶寬和阻帶位置. 當(dāng)b從1.3 mm 增加到1.7 mm，f2由25.7 GHz 下 降 至24.7 GHz，f3由32.2 GHz 下 降 至30.9 GHz，通帶帶寬由9 GHz 減小為8 GHz，阻帶帶寬基本不變；當(dāng)S從3.6 mm 增加到4.4 mm，f2由26.3 GHz下降至24.2 GHz，f3由32.6 GHz 下降至30.7 GHz，通帶帶寬由9.6 GHz 減小為7.5 GHz，阻帶帶寬基本不變；當(dāng)D2從0.25 mm 增加到0.45 mm，f2由24.2 GHz增加至26.2 GHz，f3由30.2 GHz 增加至32.8 GHz，通帶帶寬由7.5 GHz 增加為9.5 GHz，阻帶帶寬基本不變.

圖7 通、阻帶分布隨不同參數(shù)的變化Fig. 7 Distribution of pass and stop bands varies with different parameters

因此，通過合理優(yōu)化這些參數(shù)可調(diào)整天線的通、阻帶分布. 表1 給出該雙極化天線優(yōu)化設(shè)計后的參數(shù)值.

表1 雙極化天線優(yōu)化設(shè)計后的參數(shù)值Tab. 1 Values of dual-polarized antenna after optimized design mm

為充分反映該濾波結(jié)構(gòu)在阻帶的輻射抑制性能，圖8 給出該天線在通帶和阻帶中心頻點(diǎn)處的空間輻射增益圖，通帶內(nèi)的增益相比阻帶內(nèi)的增益高約39.6 dB. 與無濾波結(jié)構(gòu)相比，天線阻帶內(nèi)抑制提升31.3～57.3 dB. 可見，該雙極化濾波天線可在帶外實(shí)現(xiàn)很好的輻射抑制.

圖8 通帶和阻帶中心頻點(diǎn)處的增益方向圖比較Fig. 8 Comparison of gain pattern at the center frequency of passband and stopband

3 實(shí)驗(yàn)結(jié)果與討論

為驗(yàn)證上述設(shè)計，采用3D 打印制作實(shí)驗(yàn)樣件，制作材料為鑄造鋁合金ALSi10Mg，電導(dǎo)率約為21.3 MS/m. 測試場景如圖9 所示.

圖9 測試場景圖Fig. 9 Test scenario diagram

圖10 給出了實(shí)驗(yàn)天線的端口S 參數(shù)實(shí)測值，并與仿真結(jié)果進(jìn)行了比較. 該雙極化天線水平極化端口-10 dB 仿真阻抗帶寬為27.1% (17.9～23.5 GHz)，實(shí)測阻抗帶寬為25.4% (17.9～23.1 GHz)；垂直極化端口的-10 dB 仿真阻抗帶寬為26.5% (17.7～23.1 GHz)，實(shí)測阻抗帶寬為24.0% (18.0～22.9 GHz)；在阻抗帶寬內(nèi)，兩個極化的仿真端口隔離度大于19.1 dB，實(shí)測端口隔離度大于19.9 dB. 從整體性能比較來看，實(shí)測與仿真結(jié)果吻合較好.

圖10 天線S 參數(shù)的仿真和實(shí)測結(jié)果Fig. 10 Simulated and measured S parameters of the proposed antenna

圖11 給 出 實(shí) 驗(yàn) 天 線 在18 GHz、20.5 GHz 和23 GHz 三個頻率點(diǎn)的實(shí)測歸一化遠(yuǎn)場輻射方向圖，并與仿真結(jié)果進(jìn)行比較. 仿真XZ面3 dB 波束寬度為24.1°～34.2°，實(shí)測波束寬度為24.3°～34.7°，主瓣內(nèi)交叉極化電平低于約-14.6 dB；仿真YZ面3 dB 波束 寬 度 為32.5°～40.4°，實(shí) 測 波 束 寬 度 為32.4°～41.3°，主瓣內(nèi)交叉極化電平低于-17.2 dB. 由于自制搭建的測試系統(tǒng)以及周圍環(huán)境影響，實(shí)測與仿真方向圖存在些許差異，但整體趨勢還是比較一致. 實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，該寬帶雙極化濾波天線具有穩(wěn)定的定向

圖11 天線方向圖仿真與實(shí)測對比Fig. 11 Comparison of simulated and measured radiation patterns

圖12 給出該天線的增益和效率的頻率響應(yīng)曲線圖. 在工作頻帶內(nèi)，水平極化的仿真增益為13.5～15.4 dBi，對應(yīng)的天線效率為67.5%～77.0%，實(shí)測增益為12.7～14.7 dBi，對應(yīng)的天線效率為59.0%～67.8%；垂直極化的仿真增益為13.6～15.5 dBi，對應(yīng)的天線效率為68.1%～74.4%，實(shí)測增益為12.8～14.6 dBi，對應(yīng)的天線效率為58.1%～67.6%. 實(shí)測增益要比仿真增益低0.3～1 dB，其損耗增加主要原因是3D 打印鑄造鋁合金ALSi10Mg 的表面粗糙度較大(40 μm)所致. 在阻帶帶寬內(nèi)，水平極化的仿真增益為-52.2～-27.9 dBi，阻帶抑制超過41.4 dB，實(shí)測增益為-28.4～-21.2 dBi，阻帶抑制超過33.9 dB；垂直極化的仿真增益為-40.9～-26.0 dBi，阻帶抑制超過39.6 dB，實(shí)測增益為-26.5～-20.3 dBi，阻帶抑制超過33.1 dB.

圖12 增益和效率頻率響應(yīng)曲線對比Fig. 12 Comparison of gain-frequency and gain-efficiency responses

表2 將本文天線與文獻(xiàn)中天線的性能進(jìn)行比較.可以看出，本文天線實(shí)現(xiàn)了很寬的阻抗帶寬，較高的天線效率，并具有較強(qiáng)的帶外抑制能力.

表2 與已發(fā)表文獻(xiàn)中相關(guān)天線的性能比較Tab. 2 Performance comparison of the related antennas in published literatures and the proposed antenna

4 結(jié) 論

本文設(shè)計了一種適合用于衛(wèi)星的K 頻段寬帶雙極化濾波喇叭天線. 該天線采用階梯型喇叭替代傳統(tǒng)喇叭，提升了天線的效率，并通過在饋電波導(dǎo)冗余空間中引入一種T/Π 型濾波結(jié)構(gòu)，提升了天線的帶外抗干擾能力. 仿真和實(shí)測結(jié)果表明，該天線水平極化的實(shí)測阻抗帶寬達(dá)到25.4% (17.9～23.1 GHz)，垂直極化的實(shí)測阻抗帶寬達(dá)到24.0% (18.0～22.9 GHz)，兩個極化的實(shí)測端口隔離度超過19.9 dB；在阻抗帶寬內(nèi)(覆蓋K 頻段下行)天線效率超過58%，阻帶內(nèi)(覆蓋Ka 頻段上行)抑制超過33.1 dB.