差動(dòng)輸入級(jí)功率放大器卓越品質(zhì)實(shí)現(xiàn)路徑之探討

摘??要：本文從差動(dòng)放大器的傳遞函數(shù)講起，推導(dǎo)出差動(dòng)對(duì)管集電極電流iC1、iC2是雙曲正切函數(shù)，在差動(dòng)輸入電壓uid=0附近的近似線性關(guān)系，通過對(duì)比發(fā)現(xiàn)差動(dòng)輸入級(jí)比單管輸入級(jí)具有四大優(yōu)勢(shì)，但存在共模抑制比（CMMR）和電源抑制能力（PSRR）均較差的問題。隨后，把“尾巴”電阻改為恒流源，并對(duì)電路的關(guān)鍵參數(shù)進(jìn)行估算，讓讀者有一個(gè)數(shù)量級(jí)別上的直觀感覺。接著就用鏡像恒流源作為差動(dòng)放大器的集電極負(fù)載，保證差動(dòng)對(duì)管電流精確平衡，減小2次諧波失真;在差分對(duì)發(fā)射級(jí)串聯(lián)電阻、引入本級(jí)負(fù)反饋，擴(kuò)寬線性區(qū)。甚至考慮在激勵(lì)級(jí)內(nèi)插射極跟隨器，激勵(lì)級(jí)的總β值增大，使得本級(jí)負(fù)反饋的線性化效果增強(qiáng)。凡此種種“精益求精”的設(shè)計(jì)理念，使得音頻功放實(shí)現(xiàn)從工程樣機(jī)到商用產(chǎn)品的轉(zhuǎn)化，為設(shè)計(jì)者提供絕佳的專業(yè)設(shè)計(jì)指引。

關(guān)鍵詞：差動(dòng)放大器;雙曲正切函數(shù);跨導(dǎo)放大器;跨阻放大器

該函數(shù)的圖像如圖 3 所示，位于 Ⅱ、Ⅳ 象限。當(dāng)uid=0 時(shí) uod=0 ，這是差動(dòng)放大器的又一個(gè)優(yōu)點(diǎn)，這個(gè)特性允許多級(jí)電路之間可以進(jìn)行直接耦合，這也是集成運(yùn)放之所以采用該電路作為輸入級(jí)的重要原因之一。

該值表示曲線在 uid 處的斜率，數(shù)值上等于差動(dòng)放大器雙端輸入 - 雙端輸出時(shí)的空載電壓放大倍數(shù)。好！關(guān)于差動(dòng)放大器的傳遞特性為雙曲正切函數(shù)的推導(dǎo)就進(jìn)行到這里。下面談一談差動(dòng)輸入級(jí)與單管輸入級(jí)功率放大器的異同點(diǎn)與優(yōu)缺點(diǎn)。

2 與單管輸入級(jí)功率放大器對(duì)比

圖 4 是基本型差動(dòng)輸入級(jí)功率放大器，這種電路是不需要調(diào)整就能可靠地降低失真的少數(shù)電路形式之一。原因是差動(dòng)對(duì)管的跨導(dǎo)由晶體管的工作性質(zhì)決定，而不是依靠晶體管諸如 β 值等不可預(yù)期參數(shù)的匹配。這種電路具有穩(wěn)定性高，能降低噪聲與失真、抑制零漂、減小失調(diào)電壓等優(yōu)點(diǎn)，幾乎是音頻放大器的必選輸入電路。

電路三級(jí)結(jié)構(gòu)，從左至右分別是差動(dòng)輸入級(jí)、電壓激勵(lì)級(jí)和復(fù)合管組成的推挽輸出級(jí)。信號(hào)由插座 IN 輸入，輸出為 8 Ω 揚(yáng)聲器。差動(dòng)對(duì)管的“尾巴”電阻 R1接電源正極，給輸入級(jí)提供靜態(tài)偏置電流;VT8、VT9為激勵(lì)級(jí)提供靜態(tài)電流，比純電阻供電具有明顯的優(yōu)勢(shì)。反饋電阻 R3 與取樣電阻 R4 決定閉環(huán)電壓放大倍數(shù)，C2 為 R4 提供交流接地通路。VT2 與 VR3、R7 組成 UBE倍增電路，設(shè)定輸出級(jí)靜態(tài)電流，防止出現(xiàn)交越失真。仔細(xì)分析發(fā)現(xiàn)該電路等效于恒壓源——無論激勵(lì)管 VT3的 c 極電壓如何變化，倍增管 VT2 的 c-e 極間基本恒定。

VT8、VT9、R14 和 R15 構(gòu)成恒流源，為激勵(lì)提供靜態(tài)偏置。因恒流源交流阻抗很大、直流阻抗小，用恒流源作為激勵(lì)級(jí)的集電極負(fù)載，可以大大提高激勵(lì)級(jí)的電壓放大倍數(shù)，使電路進(jìn)入深度負(fù)反饋，全方位地改善放大器的交流性能。

作為對(duì)比，單管輸入級(jí)功率放大器電路原理如圖 5 所示。兩個(gè)電路的激勵(lì)級(jí)和輸出級(jí)結(jié)構(gòu)、參數(shù)均相同。區(qū)別主要有兩點(diǎn)：一是圖 4 的反饋電阻 R3 與取樣電阻 R4 比圖 5電路中的 R3 與 R4 均提升 10 倍（注：保持R3 ∶?R4= 20 的比值不變）;二是圖?4 的輸入級(jí)為雙管組成的差動(dòng)放大器，圖 5 的輸入級(jí)為單管共發(fā)射放大器。

關(guān)于第一個(gè)區(qū)別，為什么反饋電阻與取樣電阻分別提高 10 倍呢？這是因?yàn)樵诓顒?dòng)對(duì)管參數(shù)對(duì)稱的情況下，若要減小失調(diào)電壓（靜態(tài)時(shí)輸出端電位），R2 必須等于 R3，而 R2 決定電路的輸入阻抗，宜大不宜小。第二個(gè)區(qū)別，使用差動(dòng)對(duì)管作為輸入級(jí)最起碼有如下四大好處。

（1）克服了單管輸入級(jí)前置管 VT1 的靜態(tài)電流（毫安級(jí)）通過反饋電阻（R3）的缺點(diǎn);差動(dòng)對(duì)管通過負(fù)反饋（R3）的靜態(tài)電流只有微安級(jí)，可忽略不計(jì)。

（2）利用差動(dòng)對(duì)管的 b-e 極間電壓相互抵消，從而獲得低失調(diào)電壓。

（3）利用差動(dòng)對(duì)管抑制共模信號(hào)，減小溫漂。由于電路參數(shù)的對(duì)稱性，溫度變化時(shí)管子的電流變化完全相同（相當(dāng)于緩慢變化的共模信號(hào)），故對(duì)溫漂有很強(qiáng)的抑制作用。

（4）差動(dòng)放大器的傳輸特性為雙曲正切函數(shù)，曲線在 uid=0 附近近似于直線;而單管輸入級(jí)在電流變化在1 nA～1 A 范圍內(nèi)?I U C BE ? 是精確的對(duì)數(shù)關(guān)系，即：

該函數(shù)的圖像如圖 6 所示，位于 Ⅰ象限。顯然，圖 2 與圖 3 曲線穿越縱軸附近的線性度遠(yuǎn)比圖 6 所示曲線在 Q 點(diǎn)附近優(yōu)秀——這似乎不是很多人知曉！

在分析交流放大的路徑時(shí)，差動(dòng)輸入級(jí)可視為電壓控制的電流放大器，圖 4 差動(dòng)對(duì)管 VT0 的b 極相當(dāng)于運(yùn)放的同相端，VT1 的 b 極相當(dāng)于運(yùn)放的反相端;VT0 的 c 極接激勵(lì)管 VT3的 b 極，激勵(lì)放大后變成高振幅電壓，然后交由復(fù)合管推挽輸出級(jí)進(jìn)行功率放大。電路的總輸出相當(dāng)于運(yùn)算放大器的輸出端。故從交流通路觀察，差動(dòng)輸入級(jí)功率放大器可以簡(jiǎn)化為同相比例放大器，如圖 7 所示。故，差動(dòng)輸入級(jí)功率放大器的閉環(huán)增益 Au 為：

從聽音效果上看，圖 4 已經(jīng)是一個(gè)不錯(cuò)的電路了。但它有一個(gè)明顯的缺點(diǎn)：用 R1 作為差動(dòng)對(duì)管的“尾巴”接電源正極供電，致使差動(dòng)放大器的共模抑制比（CMMR）和電源抑制比（PSRR）都較差。若改由恒流源提供，因恒流源的交流阻抗很大，對(duì)共模信號(hào)具有較強(qiáng)的抑制作用（注：對(duì)差模信號(hào)相當(dāng)于接地），則在 CMMR 和 PSRR 兩方面都有卓越的表現(xiàn)。

改進(jìn)的電路如圖 8 所示，差動(dòng)輸入級(jí)和激勵(lì)級(jí)均采用恒流源供電，二者使用同一個(gè)穩(wěn)定的基準(zhǔn)電壓——VD1、VD2 串聯(lián)穩(wěn)壓電壓約 1.2 V——該電壓加在正電源與 VT1、VT6 的基極之間。R7 為 VD1、VD2 提供穩(wěn)定的電流，保證兩管串聯(lián)穩(wěn)壓電壓不變，同時(shí)又為VT1、VT6 提供基極偏置電流。因?yàn)榫w管 b-e 結(jié)壓降約等于一只 1N4148 正向?qū)▔航?故加在 R1、R2 兩端的電壓也約為一只 1N4148 正向?qū)▔航?，改?R1、R2 阻值，就能很方便地設(shè)定輸入級(jí)與激勵(lì)級(jí)的靜態(tài)電流。一般來說，后級(jí)靜態(tài)電流應(yīng)大于前級(jí)并逐級(jí)增加，故差動(dòng)輸入級(jí)的靜態(tài)電流最小，功率輸出級(jí)的靜態(tài)電流最大。

理想情況下 VT2、VT3 的基極電流相等，發(fā)射結(jié)電壓相同，則當(dāng) VT2、VT3 的基極偏置電阻 R4=R8 時(shí)輸出端的靜態(tài)電壓為 0，即電路的失調(diào)電壓為 0。但實(shí)際上電路元件及參數(shù)不可能完全對(duì)稱，所以總有幾mV 至十幾 mV 的失調(diào)電壓（圖 8 失調(diào)電壓實(shí)測(cè)值為8 mV）。

3 關(guān)鍵參數(shù)的估算

差動(dòng)輸入級(jí)幾乎總是做成跨導(dǎo)放大器（輸入電壓、輸出電流）的結(jié)構(gòu)形式，肩負(fù)的關(guān)鍵職責(zé)是從輸入信號(hào)中減去負(fù)反饋信號(hào)，產(chǎn)生誤差信號(hào)驅(qū)動(dòng)輸出。輸入級(jí)跨導(dǎo)是設(shè)定高頻開環(huán)增益的兩個(gè)重要參數(shù)之一（另一參數(shù)是激勵(lì)級(jí)的跨阻），對(duì)放大器的穩(wěn)定性、瞬態(tài)響應(yīng)以及失真性能影響很大。實(shí)際上，跨導(dǎo)級(jí)的任務(wù)并非要輸出多高的電壓，而是要獲得在 uid=0 附近的線性特性。下面就來粗略估算一下差動(dòng)輸入級(jí)功率放大器的關(guān)鍵參數(shù)。

3.1 差動(dòng)級(jí)跨導(dǎo)

圖 8 差動(dòng)輸入級(jí)是雙端輸入、單端輸出，故：

求導(dǎo)，得：

表達(dá)式分子是電流、分母是電壓，單位量綱是 S（西門子），Douglas Self定義它為差動(dòng)放大器的跨導(dǎo) gm ，即：

該式表示輸入電壓與電流轉(zhuǎn)移特性曲線在 uid=0 時(shí)的斜率。由式（9）能得到三個(gè)重要結(jié)論。

（1）當(dāng)差動(dòng)對(duì)管集電極電流相等時(shí) （ 0 uid=，iod=0）跨導(dǎo)（絕對(duì)值）最大，即曲線的斜率最陡。

（2）跨導(dǎo)最大值與差動(dòng)對(duì)管的“尾巴”總電流ITAIL 成正比，更改 R1， ITAIL 相應(yīng)改變。

（3）晶體管的 β 值沒有出現(xiàn)在等式中，因此差動(dòng)對(duì)管的性能不受晶體管類型及 β 大小的顯著影響。

由于圖 8 中差動(dòng)對(duì)管發(fā)射極總電流約等于 R1 的電流，即 ITAIL=1.12 mA，則：

3.2 低頻增益

激勵(lì)管 VT8 的 b 極虛地，Douglas Self 把該級(jí)定義為跨阻放大器（輸入電流、輸出電壓）。圖 8 可分為高頻段和低頻段兩部分進(jìn)行工作分析。在低頻段，放大器的開環(huán)增益（即反饋電阻 R8 開路時(shí)的增益）保持得相當(dāng)恒定;超過轉(zhuǎn)折頻率后進(jìn)入高頻段，開環(huán)增益按 -6 dB/oct的速率隨頻率的上升而下降。因輸出級(jí)的增益約為單位增益，則低頻增益為差動(dòng)級(jí)的跨導(dǎo)與激勵(lì)級(jí)的跨阻之積，即：

低頻增益=g R m C β （10）

若用式（10）計(jì)算圖 6 的低頻增益，除了要知道差動(dòng)級(jí)的跨導(dǎo) gm 之外，激勵(lì)管 VT8 的 β 值及其集電極等效電阻 Rc 也需要是已知量。但激勵(lì)管 VT8 的集電極負(fù)載不是純電阻而是恒流源，等效電阻一般在 200 kΩ 以上，這里選整數(shù) 200 kΩ（即便選 100 kΩ，電壓放大倍數(shù)只有 1 倍或 6 dB 的差異，并不會(huì)對(duì)結(jié)果產(chǎn)生多大的影響），則低頻增益約為：

低頻增益=g R m C β=10.8 mA/V×165×200 kΩ ≈3.6×105 倍（或 111 dB）

式中，β =165 是實(shí)測(cè)值。這表明，放大器的低頻電壓增益是非常大的。正因?yàn)槿绱?，?dāng)輸入信號(hào)頻率較低時(shí)，若用示波器探測(cè)激勵(lì)管 VT8，在其 b 極測(cè)得的信號(hào)幅度非常微小，但在 c 極測(cè)得的信號(hào)幅度卻非常大。

3.3 高頻增益

高頻時(shí)，因?yàn)槊芾针娙?Cdom（即圖8中的C4）的作用，激勵(lì)級(jí)的本級(jí)負(fù)反饋使得本級(jí)在轉(zhuǎn)折頻率以上的輸出阻抗隨著頻率上升以 -6 dB/oct 的速率下降，10 kHz 時(shí)的典型阻抗為數(shù)千歐，此時(shí)高頻增益是差動(dòng)級(jí)的跨導(dǎo) gm與 Cdom 的容抗之積，即：

因?yàn)轭l率升高 Cdom 容抗減小，本級(jí)負(fù)反饋逐漸增強(qiáng)，故激勵(lì)級(jí)的輸出電壓隨信號(hào)頻率增大而減小。另外，計(jì)算高頻增益時(shí)需要選定具體的頻率點(diǎn)，這里選 1 kHz 和2 kHz，于是有：

可見，1 kHz 的增益比 2 kHz 大 6 dB/oct，即功放的開環(huán)增益以 -6 dB/oct 的速率下降。以此類推，10 kHz等其它頻率點(diǎn)的增益，見表 1。表1

由表 1 可知，50 Hz 的增益為 110.6 dB，約等于用公式（10）理論計(jì)算的 111 dB。

3.4 轉(zhuǎn)折頻率

設(shè)任意高于轉(zhuǎn)折點(diǎn)的增益由式（11）約定，該頻點(diǎn)以下的增益以 6 dB/oct 的變化率增大，直到增至剛好等于由式（10）約定的低頻增益時(shí)，該增益對(duì)應(yīng)的頻點(diǎn)就是轉(zhuǎn)折頻率 fc ，即：

把 ω=2πfc 代入上式，則轉(zhuǎn)折頻率

由式（12）計(jì)算圖 8 的轉(zhuǎn)折頻率 fc 為：

3.5 閉環(huán)帶寬

如圖 9 為某個(gè)理想化的集成運(yùn)放的開環(huán)幅頻特性曲線，轉(zhuǎn)折頻率約為 7 Hz，在 7 Hz 以下開環(huán)增益為107 dB 且基本不變。超過 7 Hz 隨著頻率的上升，增益以 -20 dB/10 oct 的速率下降（注意：轉(zhuǎn)折頻率處的開環(huán)增益是近似的，精確值要比 107 dB 小 3 dB）?？梢姡蛇\(yùn)放的開環(huán)增益頻率與差動(dòng)輸入級(jí)音頻功率放大器一樣。

實(shí)際上，開環(huán)增益在 5 Hz 左右開始減少，這表明集成運(yùn)放在開環(huán)工作時(shí)寬帶非常狹窄。好在集成運(yùn)放線性工作時(shí)通常是閉環(huán)且引入負(fù)反饋，增益降低帶寬增加。一般來說，用幅頻特性曲線可以大致預(yù)測(cè)到閉環(huán)的帶寬。例如，由集成運(yùn)放組成的反相放大器的閉環(huán)增益為 100倍（或 40 dB），在圖 9 縱軸上找到 40 dB，向右延伸與開環(huán)特性曲線相交，該點(diǎn)橫坐標(biāo)就是閉環(huán)轉(zhuǎn)折頻率。由于在轉(zhuǎn)折頻率以上，增益以 -20 dB/10 oct 的速率下降，故當(dāng)頻率上升到 100 kHz 時(shí)，增益將減至 20 dB，它就是圖 9 中的閉環(huán)增益曲線。

當(dāng)不考慮轉(zhuǎn)折頻率的增益誤差時(shí)，觀察頻點(diǎn) 10 kHz&40 dB 和 100 kHz&20 dB，因?yàn)?20 dB 與 40 dB 對(duì)應(yīng)的放大倍數(shù)分別為 10 倍與 100 倍，居然有“10 kHz×100倍=100 kHz×10 倍”的奇妙現(xiàn)象。在電子學(xué)或控制系統(tǒng)領(lǐng)域，常常用增益帶寬積來描述放大器的這種重要指標(biāo)。

由式（11）可知，對(duì)于任意高于轉(zhuǎn)折點(diǎn)的頻率，增益帶寬積可表示為：

該式為常數(shù)，大小由差動(dòng)輸入級(jí)的跨導(dǎo) gm 與激勵(lì)級(jí)的密勒電容 Cdom 共同決定。

因圖 8 的閉環(huán)放大倍數(shù)為 21 倍，根據(jù)增益帶寬積相等的原則，放大 21 倍時(shí)的頻率為：

代入?yún)?shù)，得：

則：

可見，在 20～20 kHz 的頻率范圍內(nèi)功放的增益是多么平坦！實(shí)際上，音頻功率放大器不需要這么廣闊的帶寬，這時(shí)只需要在負(fù)反饋電阻 R8 的兩端并聯(lián)一只小容量的電容（容量幾百皮法以下），就可限制閉環(huán)的帶寬。

4 務(wù)必保證差動(dòng)對(duì)管精確的直流平衡

差動(dòng)對(duì)管精確的直流平衡是功率放大器的重要基礎(chǔ)，這一點(diǎn)需要讀者務(wù)必牢記！圖 8 差動(dòng)級(jí)的靜態(tài)電流基本平衡是筆者精心選擇元件參數(shù)的結(jié)果，這種平衡不太靠譜，因?yàn)樗苋菀资墉h(huán)境溫度與電源電壓變動(dòng)的影響。若差分對(duì)管的集電極電流有少許不平衡，就會(huì)導(dǎo)致2 次諧波失真大大增加。如果不平衡的情況較嚴(yán)重，還會(huì)減小放大器的開環(huán)增益（見公式 11），因?yàn)椴顒?dòng)放大器的傳輸特性在 uid=0 的跨導(dǎo) gm 最大。

改進(jìn)的電路如圖 10 所示，差動(dòng)對(duì)管集電極負(fù)載改為鏡像恒流源，輸出級(jí)改為倒置達(dá)林頓結(jié)構(gòu)。前者的改變可以保證差分對(duì)管精確的直流平衡，后者的改變只影響 UBE 倍增電壓，與傳統(tǒng)的同型復(fù)合管結(jié)構(gòu)沒有多大差別。使用鏡像電流源負(fù)載的另一個(gè)令人高興的結(jié)果是放大器的轉(zhuǎn)換速率大致提高了 1 倍，因?yàn)檩斎爰?jí)的電流全部傳送給密勒電容 C4，沒有像圖 8 那樣，有一半輸出電流浪費(fèi)在 VT3 的集電極負(fù)載上。

關(guān)于“使用鏡像電流源作為集電極負(fù)載，使輸出電流是電阻負(fù)載的 2倍”， 解釋如下：由于電路的對(duì)稱性，當(dāng)有差模電壓輸入時(shí)??=?? i i C2 C3 ，又?? ≈? i i C3 C5 （忽略?VT4、VT5 的 基極電流），??=?=i iR R C4 C5 5 6 （ ） ，因而?? ≈??? i i C4 C4 ，故?VT8 的基極電流?=? ?? ≈?iii B8 C2 C4 0 ，輸出電流加倍，當(dāng)然會(huì)使電壓放大倍數(shù)增大。

鏡像電流源還對(duì)共模信號(hào)起抑制作用，當(dāng)共模信號(hào)輸入時(shí)??=? i i C2 C3 ，由于?R R 5 6=，??=? ≈? iii C4 C5 C3 （忽略基極電流）;??=? ?? ≈?iii B8 C2 C4 0 ，可見，共模信號(hào)基本不會(huì)傳遞到下一級(jí)，提高了整個(gè)電路的共模抑制比。

5 激勵(lì)級(jí)的跨阻越大越好

差動(dòng)輸入級(jí)肩負(fù)的關(guān)鍵職責(zé)是從輸入信號(hào)中減去負(fù)反饋信號(hào)產(chǎn)生誤差信號(hào)，故激勵(lì)級(jí)的輸入是預(yù)失真信號(hào)，類似于圖 11 所示的藍(lán)色波形，正半波?。ü鈽?biāo) 1 指示38 mV），負(fù)半波大（光標(biāo) 2 指示 -72 mV）。因?yàn)榫w管的轉(zhuǎn)移特性是指數(shù)函數(shù)，藍(lán)色信號(hào)經(jīng)晶體管非線性放大以后，輸出信號(hào)的正、負(fù)半波幅度接近相等。

從反饋理論上分析，輸入信號(hào)為正弦波，正、負(fù)半波對(duì)稱，反饋信號(hào)是輸出信號(hào)成比例的縮小——也是正半波大、負(fù)半波小，故差動(dòng)放大器輸出的預(yù)失真信號(hào)（誤差信號(hào)）則是正半波小、負(fù)半波，如圖 12 所示。從效果上看，預(yù)失真信號(hào)與放大器本身對(duì)信號(hào)放大的不對(duì)稱性互相抵消，從而減小了不對(duì)稱的非線性失真，這種“陰差陽錯(cuò)，歪打正著”的現(xiàn)象正是負(fù)反饋的妙用！

實(shí)際上，由于圖 10 激勵(lì)級(jí)的跨阻非常大，故激勵(lì)級(jí)的輸入信號(hào)很小，如圖 13 黃色波形所示，它遠(yuǎn)遠(yuǎn)小于圖 11 所示藍(lán)色波形。

讀者可能會(huì)問：為什么要把激勵(lì)級(jí)的跨阻設(shè)計(jì)得非常大呢？

對(duì)于某一具體電路來說，輸出最大電壓振幅是一定的，跨阻愈大、開環(huán)增益愈大，則激勵(lì)級(jí)的預(yù)失真輸入信號(hào)愈小。于是，激勵(lì)管在如圖 6 所示曲線的 Q 點(diǎn)附近的擺動(dòng)范圍更小，在這個(gè)非常狹窄得區(qū)間內(nèi)曲線更接近于直線，故非線性失真更小—這正是音頻系統(tǒng)所期望看到得效果。

為了提高激勵(lì)級(jí)的跨阻，往往會(huì)在激勵(lì)級(jí)內(nèi)插射極跟隨器，如圖 14 所示是集成運(yùn)放 MC4558 內(nèi)部原理圖（輸入級(jí)與激勵(lì)級(jí)電路結(jié)構(gòu)均類似于圖 10），VT6 就是激勵(lì)級(jí)內(nèi)插的射極跟隨器，激勵(lì)級(jí)的總 β 值增大，使得本級(jí)負(fù)反饋的線性化效果增強(qiáng)。R4為VT6設(shè)置靜態(tài)電流，C2 是密勒電容。需要指出的是，圖 10 所示差動(dòng)對(duì)管發(fā)射極還分別串聯(lián) 30 Ω 電阻，目的是為了擴(kuò)展雙曲正切函數(shù)線性區(qū)的寬度，如圖 15 所示。過零處最陡的曲線發(fā)射極串聯(lián)電阻為 0，相鄰曲線串聯(lián)電阻依次增大 10 Ω，第十條曲線串聯(lián)電阻為 100 Ω，過零處斜率最小。

圖 16 所示為跨導(dǎo) gm 與差動(dòng)電壓 uid 的關(guān)系曲線。差動(dòng)對(duì)管發(fā)射極串接電阻為 0 Ω 時(shí)的跨導(dǎo)曲線變化幅度最大、線性工作區(qū)最窄（ uid=0 時(shí)， gm=23 mA/V）;發(fā)射極串接電阻為 100 Ω 時(shí)的跨導(dǎo)曲線變化幅度最小、線性工作區(qū)最寬（ uid=0 時(shí)， gm ≈ 7 mA/V）。為了彌補(bǔ)發(fā)射極串接電阻致跨導(dǎo) gm 減小以至于開環(huán)增益變小，此時(shí)，可適當(dāng)增大差動(dòng)對(duì)管的“尾巴”總電流 ITAIL （見公式9），從而保持開環(huán)增益基本不變。就如圖10所示“尾巴”總電流 ITAIL 約 2.6 mA，遠(yuǎn)大于如圖 8 所示的 1.1 mA。

即便如此，由于圖 10 所示電路最大輸出功率只有十幾瓦左右，與市場(chǎng)需求有較大的差距。故實(shí)際的商用功放往往都是用中功率管作為驅(qū)動(dòng)級(jí)，用大功率管作為輸出級(jí)，最大輸出功率可達(dá) 50 W 以上。有關(guān)這方面的詳細(xì)信息，敬請(qǐng)參考葛中海編寫、電子工業(yè)出版社出版的《音頻功率放大器設(shè)計(jì)》（第 198 頁及其后內(nèi)容）。

6 結(jié)語

（1）差動(dòng)放大器的轉(zhuǎn)移特性是雙曲正切函數(shù)，線性度明顯優(yōu)于單管放大器的指數(shù)函數(shù)。

（2）差動(dòng)放大器具有良好的抑制溫漂的能力，結(jié)合“尾巴”恒流源抑制效果更為顯著。另外，“尾巴”電阻改為恒流源，在 CMMR 和 PSRR 兩方面都有卓越的表現(xiàn)。

（3）差動(dòng)放大器的集電極設(shè)為鏡像恒流源負(fù)載，能保證差分對(duì)管精確的直流平衡，大大減小 2 次諧波的失真。

（4）差動(dòng)放大器輸出的是正半波小、負(fù)半波大的預(yù)失真信號(hào)，與激勵(lì)管對(duì)信號(hào)放大的不對(duì)稱性互相抵消，從而減小了不對(duì)稱的非線性失真（本質(zhì)上輸出信號(hào)仍然是失真的）。

（5）激勵(lì)級(jí)由恒流源供電，能提高跨阻、增大開環(huán)增益，使得激勵(lì)級(jí)的工作區(qū)更為狹窄、線性度更好，有利于改善非線性失真。

（6）差動(dòng)對(duì)管發(fā)射極串聯(lián)小阻值電阻，增加本級(jí)負(fù)反饋，可以擴(kuò)展線性工作區(qū)的寬度。為保證串聯(lián)電阻后開環(huán)增益不降低，可適當(dāng)增大差動(dòng)對(duì)管的“尾巴”總電流 ITAIL 。

參考文獻(xiàn)：

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