對(duì)角饋電的SIW單腔體雙極化領(lǐng)結(jié)形縫隙天線*

鄒 雄，何 緩，錢 歡，艾 盼

(空軍預(yù)警學(xué)院，武漢 430019)

0 引 言

在無線通信與雷達(dá)領(lǐng)域，多極化技術(shù)被認(rèn)為是未來通信和雷達(dá)系統(tǒng)中的關(guān)鍵技術(shù)。隨著無線通信和雷達(dá)系統(tǒng)的飛速發(fā)展，對(duì)于終端體積和系統(tǒng)容量的要求達(dá)到了近乎苛刻的程度。多極化天線能夠有效利用電磁波的空間維度，實(shí)現(xiàn)更多的自由度，使系統(tǒng)容量得到極大的提高[1-2]。在大部分情況下極化分集可以實(shí)現(xiàn)與空間分集相當(dāng)?shù)姆旨鲆妫嵌鄻O化天線的體積要遠(yuǎn)小于實(shí)現(xiàn)相同效果的空間分集系統(tǒng)中天線陣列的體積，這對(duì)于在有限的空間內(nèi)實(shí)現(xiàn)更多的不相關(guān)通道更加有利。

利用微帶線、波導(dǎo)等傳輸線實(shí)現(xiàn)的多極化天線已有不少報(bào)道，而基片集成波導(dǎo)(Substrate Integrated Waveguide，SIW)的出現(xiàn)為多極化天線的應(yīng)用提供了新的選擇。和傳統(tǒng)的矩形金屬波導(dǎo)相比，基片集成波導(dǎo)同樣有著良好的傳播特性[3]。而且這種結(jié)構(gòu)易于集成，大大地減小了器件的尺寸、重量和價(jià)格。在SIW天線中，縫隙天線是出現(xiàn)最早、應(yīng)用最廣泛的天線[4-6]。

目前，利用SIW實(shí)現(xiàn)的多極化縫隙天線已有不少報(bào)道，此類天線以SIW傳輸線或諧振腔為基礎(chǔ)，通過刻蝕不同的縫隙來實(shí)現(xiàn)多極化[7-11]，并在此基礎(chǔ)上可以形成多極化天線陣列[12-13]。在SIW腔體天線中，多采用寬邊中間饋電，通常利用SIW激發(fā)的TE10模進(jìn)行天線設(shè)計(jì)[14]。其中，文獻(xiàn)[7]利用正交矩形縫隙所設(shè)計(jì)的多極化天線是SIW單腔體雙極化天線的代表，但該天線的參數(shù)優(yōu)化不夠理想，增益的仿真結(jié)果為4.2 dBi。文獻(xiàn)[11]利用圓形腔體和弧形縫隙來設(shè)計(jì)SIW多極化腔體天線，并利用交指電容結(jié)構(gòu)來減小天線電尺寸，取得了較高的天線增益，但交指電容結(jié)構(gòu)的引入會(huì)在腔體另一面產(chǎn)生輻射，造成天線旁瓣電平升高。此外，以上兩種天線都只有2個(gè)不同方向的饋電口，天線工作在駐波狀態(tài)，不利于腔體組陣來提高天線增益。文獻(xiàn)[15]首次利用對(duì)角饋電的SIW腔體來激發(fā)TE10模，在此基礎(chǔ)上通過兩條對(duì)角線饋電和正交矩形縫隙來實(shí)現(xiàn)多極化縫隙天線。該天線為SIW多極化腔體天線的設(shè)計(jì)提供了新思路，其4個(gè)端口的設(shè)計(jì)亦有利于后續(xù)組陣。

目前，對(duì)角饋電的SIW腔體天線報(bào)道較少。本文通過觀察對(duì)角饋電的單腔體SIW激發(fā)模式，利用正交的領(lǐng)結(jié)形縫隙設(shè)計(jì)多極化天線，并將其與正交矩形縫隙進(jìn)行對(duì)比，分析天線的工作原理和輻射性能，從而為該類雙極化天線的應(yīng)用提出建議。

1 對(duì)角饋電的單腔體SIW

對(duì)角饋電的單腔體SIW如圖1所示，微帶線通過共面波導(dǎo)與SIW頂角相連。為滿足雙極化天線的需要，兩條對(duì)角線均設(shè)置了饋電口?；穸? mm，相對(duì)介電常數(shù)2.2，SIW寬度a=17.75 mm，通孔直徑為0.6 mm，周期為0.85 mm，則等效寬度aRWG=17.3 mm[16]。饋電微帶線寬w0=3.5 mm，上表面金屬層寬度w=21 mm，過渡段槽寬s=0.8 mm，槽深c=2.5 mm，下表面為金屬接地板。

圖1 對(duì)角饋電的單腔體SIW俯視圖

中間饋電的單腔體SIW的S參數(shù)和表面電場分布仿真結(jié)果如圖2所示，仿真結(jié)果均基于ANSYS HFSS。反射系數(shù)在8.1 GHz和13.0 GHz處出現(xiàn)了極小值。在8.1 GHz處，反射系數(shù)和3個(gè)傳輸系數(shù)的值大小均在-6 dB左右，而在13.0 GHz處，反射系數(shù)接近-30 dB，3端口傳輸系數(shù)為-0.75 dB。從1、3端口連線看，腔體內(nèi)部產(chǎn)生了對(duì)角TE10模，且隨著頻率的變化腔體可傳輸?shù)牟ㄩL數(shù)會(huì)發(fā)生改變。當(dāng)傳輸半個(gè)波長時(shí)，可將腔體內(nèi)的傳播模式定義為TE110模，而傳輸一個(gè)波長時(shí)定義為TE120模。結(jié)合表面電場分布隨時(shí)間變化的規(guī)律可以判斷，TE110模式下腔體中的電磁波主要處于駐波狀態(tài)，而TE120模式下腔體中的電磁波主要處于行波狀態(tài)。在對(duì)角饋電的單腔體SIW中，由于其場分布與中間饋電的單腔體SIW相似，因此可用中間饋電的腔體來進(jìn)行等效分析。

2 雙極化縫隙天線的仿真分析

在SIW腔體縫隙天線中，縫隙結(jié)構(gòu)決定著天線的交叉極化性能，除最常用的矩形縫隙外，領(lǐng)結(jié)形縫隙也可以獲得較低的交叉極化電平。將兩個(gè)完全相同的縫隙正交設(shè)置于腔體中間，則可形成雙極化天線。

2.1 天線結(jié)構(gòu)

兩種對(duì)角饋電的SIW單腔體雙極化天線結(jié)構(gòu)如圖3所示?？p隙均設(shè)置于基片的上表面，其端口設(shè)置和坐標(biāo)系均與圖1相同。兩種天線設(shè)計(jì)的中心頻率約11 GHz，各縫隙的初始尺寸為l1=8.3 mm,l2=6.8 mm,w1=1.0 mm,w2=2.0 mm,w3=0.2 mm。

圖3 對(duì)角饋電的SIW單腔體雙極化天線結(jié)構(gòu)

對(duì)于寬度較窄的縫隙而言，輻射電場方向垂直于縫隙寬邊，當(dāng)從天線的1端口饋電時(shí)，天線的E面為xoz面，H面為yoz面，而當(dāng)天線從2端口饋電時(shí)則恰恰相反。設(shè)x軸垂直于水平面，則1端口饋電時(shí)，天線的極化方式為垂直極化，而2端口饋電時(shí)為水平極化，由此形成了雙極化天線。在縫隙天線設(shè)計(jì)中，重點(diǎn)關(guān)注縫隙尺寸對(duì)諧振頻率和多端口隔離度的影響，因此可調(diào)整縫隙長度和寬度，觀察仿真結(jié)果。由于兩種天線結(jié)構(gòu)對(duì)稱，因此只需針對(duì)1個(gè)輸入端口進(jìn)行分析，仿真時(shí)的輸入端均設(shè)置為1端口。

2.2 縫隙尺寸

對(duì)于正交矩形縫隙而言，不同尺寸下的S參數(shù)仿真結(jié)果如圖4所示，S11重點(diǎn)反映諧振頻率的變化，S21和S41反映端口的隔離情況。由于結(jié)構(gòu)的對(duì)稱性，S21與S41的幅度往往相同，因此觀察其中一個(gè)即可。設(shè)縫隙寬度w1=1.0 mm不變，隨著縫隙長度的增加，原TE110模的諧振頻點(diǎn)處于8.1 GHz不變，而TE120模的諧振頻率逐漸降低(當(dāng)l1=8.0 mm時(shí)諧振頻率為11.1 GHz，當(dāng)l1=11.0 mm時(shí)為9.7 GHz)，但諧振頻率處的反射系數(shù)隨著縫隙長度的增加而增大?？p隙長度的變化對(duì)S21影響較小，在本模型的4種縫隙長度下，S21在11～12 GHz范圍內(nèi)最小，即1、2端口的隔離度最大。若縫隙長度l1=8.3 mm保持不變，隨著縫隙寬度w1的增加，原TE110模的諧振頻率逐漸增大，而TE120模的諧振頻率幾乎不變。在9～13 GHz范圍內(nèi)，S21隨著縫隙寬度的增加而有小幅增大，因此縫隙寬度不宜過大。

(a)不同長度l1

對(duì)于正交領(lǐng)結(jié)形縫隙而言，不同尺寸下的S參數(shù)仿真結(jié)果如圖5所示。當(dāng)縫隙寬度保持2.1節(jié)給出的取值不變，隨著縫隙長度l2由6.0 mm增加到7.5 mm，原TE110模的諧振頻點(diǎn)處于8.2 GHz不變，而TE120模的諧振頻率從11.5 GHz降低到10.5 GHz?？p隙長度的變化對(duì)S21影響較小，但諧振頻率處的反射系數(shù)隨著縫隙長度的增加而升高，因此縫隙長度不宜過長。當(dāng)縫隙長度l2=6.8 mm保持不變時(shí)，隨著縫隙寬度的增加，原TE110模的諧振頻率有小幅增大。不同于矩形縫隙天線，領(lǐng)結(jié)形縫隙天線的TE120模諧振頻率受縫隙寬度的影響較大，當(dāng)w2=0.5 mm時(shí)諧振頻率為11.6 GHz，當(dāng)w2=3.0 mm時(shí)為10.8 GHz。在9～13 GHz范圍內(nèi)，S21隨著縫隙寬度的增加而有小幅增大，但變化不明顯。

(a)不同長度l2

可見，在正交矩形縫隙天線中，TE120模的諧振頻率受縫隙長度的影響大，卻幾乎不受縫隙寬度的影響，而TE110模的諧振頻率恰恰相反。這是因?yàn)門E120模式主要為行波狀態(tài)，縫隙長度會(huì)影響表面電流的傳輸路徑，而TE110模式主要為駐波狀態(tài)，縫隙寬度會(huì)影響腔體的相波長。在正交領(lǐng)結(jié)形縫隙天線中，縫隙長度和寬度都會(huì)增加表面電流的傳輸路徑，因此均會(huì)對(duì)TE120模的諧振頻率產(chǎn)生影響。

2.3 TE120模的諧振頻率

由于在TE120模式下各端口的回波損耗和隔離度更好，且前向傳輸性能更好，這為腔體組陣來實(shí)現(xiàn)行波縫隙天線創(chuàng)造了條件，因此在天線設(shè)計(jì)時(shí)主要依靠TE120模式。獲取該模式下的諧振頻率與縫隙尺寸的定量關(guān)系，對(duì)于分析天線工作原理和簡化工程設(shè)計(jì)十分必要。由于TE120模的諧振頻率主要受表面電流路徑的影響，因此可分析縫隙帶來的電流傳輸路徑的增量。兩種天線上表面中線的電路傳播路徑示意圖如圖6所示。

圖6 兩種天線上表面中線處的電流路徑

正交矩形縫隙和領(lǐng)結(jié)形縫隙中線處的電流路徑相對(duì)于無縫隙的SIW腔體而言，增量分別為

(1)

(2)

建立如圖6(b)所示的坐標(biāo)系和輔助線，設(shè)B6點(diǎn)的坐標(biāo)為(-(g+w3/2),-(g+w3/2))，根據(jù)相似三角形原理有

(3)

(4)

中線處的電流路徑增量

Δl2=4k+2w2-l2。

(5)

由于橫向縫隙的存在，其不僅會(huì)影響中線附近的電流路徑，對(duì)兩側(cè)的電流路徑亦會(huì)產(chǎn)生一定影響。從傳輸路徑的橫截面看，其影響的比例范圍為α2=l2/aRWG。設(shè)正交領(lǐng)結(jié)形縫隙的等效電流路徑增量為ΔL2，其大小與Δl2和α2都有關(guān)系，則在SIW腔體中，TE120模的傳輸路徑總長度為

λg=aRWG+ΔL2。

(6)

又因?yàn)門E10模下，波導(dǎo)波長的計(jì)算公式為

(7)

式中：λ0=c/f表示頻率為f的電磁波在自由空間中的波長，c為光速。將式(6)和式(7)聯(lián)立可得TE120模的諧振頻率為

(8)

設(shè)ΔL2=Δl2·f(α2)，f(α2)為關(guān)于α2的二階函數(shù),依據(jù)不同縫隙尺寸下TE120模諧振頻率仿真結(jié)果可以獲得不同縫隙尺寸下的ΔL2值，進(jìn)而獲得一組f(α2)的值。利用最小二乘法進(jìn)行曲線擬合，可以獲得f(α2)的近似表達(dá)式為

(9)

即

(10)

則利用式(10)和式(8)可以近似計(jì)算正交領(lǐng)結(jié)形縫隙腔體的TE120模的諧振頻率。

類似地，可以獲得正交矩形縫隙的等效電流路徑增量為

(11)

其TE120模的諧振頻率計(jì)算公式只需將式(8)中的ΔL2替換為ΔL1即可。

大量仿真結(jié)果表明，在腔體和饋線尺寸不變的情況下，利用上述公式計(jì)算的TE120模諧振頻率與仿真結(jié)果的偏差均小于0.2 GHz。為進(jìn)一步驗(yàn)證上述公式的有效性，將領(lǐng)結(jié)形縫隙的長度改為l2=8.3 mm，內(nèi)外側(cè)的寬度仍為w2=2.0 mm和w3=0.2 mm，保持設(shè)計(jì)的中心頻率為11.0 GHz不變，利用式(8)可求解腔體等效寬度aRWG=14.7 mm，則腔體寬度a=15.15 mm。按此尺寸進(jìn)行仿真，得到的S參數(shù)仿真結(jié)果如圖7所示。

圖7 a=15.15 mm時(shí)的雙極化領(lǐng)結(jié)形縫隙天線的S參數(shù)

由圖7可知TE120模的諧振頻率為11.0 GHz，與計(jì)算結(jié)果相同，因此在設(shè)計(jì)SIW單腔體雙極化天線時(shí)可以利用上述經(jīng)驗(yàn)公式來初步計(jì)算TE120模的諧振頻率，從而簡化設(shè)計(jì)流程。

2.4 仿真結(jié)果比較

為使TE120模的諧振頻率位于11.0 GHz，且保證較高的回波損耗和隔離度，兩種腔體大小相同，縫隙的長度和寬度確定為2.1節(jié)給出的尺寸，此時(shí)的S參數(shù)仿真結(jié)果如圖8所示。兩種縫隙天線的TE110模諧振頻率均在8.1～8.3 GHz，TE120模諧振頻率均在11.0 GHz附近。對(duì)于正交矩形縫隙而言，10 dB回波損耗帶寬為2.5%(10.82～11.10 GHz)；對(duì)于正交領(lǐng)結(jié)形縫隙而言，相對(duì)帶寬為2.7%(10.86～11.16 GHz)。

(a)矩形縫隙

在11 GHz處，兩種天線的輻射方向圖仿真結(jié)果如圖9所示。對(duì)于正交矩形縫隙天線而言，天線增益仿真結(jié)果為7.85 dBi，E面和H面的波束寬度分別為61°和76°，在z軸方向上交叉極化增益為-28.42 dB。由圖可知，在30°方向上，H面的交叉極化電平較高，主極化和交叉極化增益分別為5.45 dB和-6.35 dB，因此交叉極化比為11.8 dB。對(duì)于正交領(lǐng)結(jié)形縫隙天線而言，天線增益為7.53 dBi，E面和H面的波束寬度分別為62°和74°，在z軸方向上交叉極化增益為-43.64 dB。在30°方向上，H面的主極化和交叉極化增益分別為5.90 dB和-3.88 dB，因此交叉極化比為9.78 dB。

總體而言，在兩種雙極化縫隙天線的工作性能相似，不同之處在于領(lǐng)結(jié)形縫隙天線的工作頻帶略寬，而矩形縫隙天線的增益和交叉極化比略高，但兩者的縫隙尺寸不同，領(lǐng)結(jié)形縫隙長度要小于矩形縫隙。由圖8可知，在相同的工作頻率和相同的縫隙長度的條件下，雙極化領(lǐng)結(jié)形縫隙天線的腔體尺寸更小，若利用該型天線進(jìn)行組陣，其小型化的優(yōu)勢將更加明顯。

3 測試結(jié)果

SIW單腔體雙極化領(lǐng)結(jié)形縫隙天線的實(shí)物照片如圖10所示，電路總面積為36×36 mm2，SIW腔體面積為17.75×17.75 mm2。S參數(shù)測試結(jié)果如圖11(a)所示，天線的TE120模的諧振頻率與仿真結(jié)果一致，均為11.0 GHz，工作帶寬為1.8%(10.90～11.10 GHz)，略低于仿真結(jié)果。在11.0 GHz處，|S11|=-17.7 dB，|S31|=-3.92 dB，交叉極化端口隔離度也優(yōu)于25 dB。

圖10 SIW單腔體雙極化領(lǐng)結(jié)形縫隙天線實(shí)物照片

在11.0 GHz處的歸一化方向圖如圖11(b)所示，其E面和H面的半功率波束寬度分別為56°和65°，略小于仿真結(jié)果。這主要由于測試過程的不穩(wěn)定造成方向圖的波動(dòng)引起的。在z軸方向上交叉極化電平為-28.6 dB，E面交叉極化電平均小于-10 dB，H面最大交叉極化電平為-6.1 dB。天線增益測試結(jié)果為5.2 dBi。雖然在H面±30°附近交叉極化電平比較高，但在最大輻射方向上即z軸附近的交叉極化電平低，均小于-25 dB，在0°方向上則達(dá)到了-35 dB。總體上，測試結(jié)果與仿真結(jié)果具有較好的一致性。

(a)S參數(shù)

將SIW單腔體雙極化領(lǐng)結(jié)形縫隙天線與相關(guān)文獻(xiàn)中的天線進(jìn)行比較，結(jié)果如表1所示。

表1 SIW單腔體雙極化領(lǐng)結(jié)形縫隙天線與其他類似天線的比較

由表1可知，雙極化領(lǐng)結(jié)形縫隙天線的帶寬相對(duì)較寬，主瓣方向的交叉極化電平較低。天線增益低于文獻(xiàn)[11]和[15]，這主要是縫隙長度明顯短于這兩篇文獻(xiàn)中的天線。若縫隙長度增加至12 mm，可獲得與文獻(xiàn)[15]中相近的增益。本文所設(shè)計(jì)的雙極化領(lǐng)結(jié)形縫隙天線具有更小的腔體尺寸和縫隙長度，有利于系統(tǒng)的小型化。

4 結(jié) 論

與中間饋電的SIW腔體相似，對(duì)角饋電的SIW腔體可以激發(fā)TE110模和TE120模，在激發(fā)TE120模時(shí)腔體的反射系數(shù)更小，前向傳輸?shù)男矢?。TE120模的諧振頻率受表面電流路徑的影響較大，表面縫隙的引入會(huì)增加電流傳輸路徑，從而減小諧振頻率。據(jù)此，本文獲取了TE120模諧振頻率的經(jīng)驗(yàn)計(jì)算公式，并設(shè)計(jì)了正交矩形縫隙和正交領(lǐng)結(jié)形縫隙的雙極化天線。通過比較發(fā)現(xiàn)，雙極化領(lǐng)結(jié)形縫隙天線的帶寬相對(duì)較寬，并且其縫隙尺寸更小，換言之，在縫隙尺寸相同的情況下領(lǐng)結(jié)形縫隙所在的SIW腔體可以更小，有利于設(shè)計(jì)小型化的陣列天線。測試結(jié)果表明，雙極化領(lǐng)結(jié)形縫隙天線可實(shí)現(xiàn)單腔體5 dBi以上的增益和最大輻射方向超過25 dB的交叉極化性能。