一種單級低開關(guān)應(yīng)力無電解電容LED電源

趙寬祥 ，酉家偉 ，劉宏勛 ，凌躍勝 ，田銳

（1.省部共建電工裝備可靠性與智能化國家重點實驗室（河北工業(yè)大學(xué)電氣工程學(xué)院），天津 300130；2.河北省電磁場與電器可靠性重點實驗室（河北工業(yè)大學(xué)電氣工程學(xué)院），天津 300130）

LED作為一種新型光源憑借壽命長、功耗小等優(yōu)勢，被廣泛應(yīng)用于日常照明、顯示系統(tǒng)、汽車交通等領(lǐng)域[1-2]。在交流供電場合，波動的輸入功率和穩(wěn)定的輸出功率之間存在功率差，傳統(tǒng)LED電源采用電解電容匹配不平衡的輸入輸出功率，消除紋波，穩(wěn)定輸出電壓，但考慮到電解電容壽命短（10 000 h左右），LED光源壽命長（100 000 h左右），電解電容成為整體LED照明的壽命短板[3]。為了去除電解電容提高電源壽命，研究人員已在拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)、控制方法等方面展開研究[4-5]。文獻(xiàn)[6]采用在輸入電流中注入奇次諧波來減小輸入電流波動，以犧牲功率因數(shù)來減小電容容量，僅適用于小功率場合。文獻(xiàn)[7]采用脈動電流代替恒定電流驅(qū)動LED，雖然能夠減小電容容量，去除電解電容提高電源壽命，但是會造成頻閃，不利于人眼健康并且對LED壽命有所影響。文獻(xiàn)[8]提出采用反激變換器并聯(lián)雙向吸收結(jié)構(gòu)來減小電容容量，電路結(jié)構(gòu)復(fù)雜，并且開關(guān)管關(guān)斷時會出現(xiàn)電壓尖峰，導(dǎo)致開關(guān)管開關(guān)應(yīng)力大，不利于器件選型。

文中提出一種單級低開關(guān)應(yīng)力電路結(jié)構(gòu)，在傳統(tǒng)單級結(jié)構(gòu)基礎(chǔ)上引入輔助回路，在去除電解電容、提高電源壽命的前提下，吸收漏感能量，避免開關(guān)管關(guān)斷瞬間漏感和開關(guān)管寄生電容之間發(fā)生諧振、出現(xiàn)電壓尖峰，從而降低開關(guān)管開關(guān)應(yīng)力。利用反向的漏感電流對開關(guān)管寄生電容進(jìn)行反向充電，使其端電壓下降為零，當(dāng)開關(guān)管被觸發(fā)時實現(xiàn)零電壓開通。在對寄生電容反向充電的同時，反饋漏感能量、提高電源效率。

文章詳細(xì)分析了該變換器的工作模態(tài)，給出參數(shù)設(shè)計方法，最終搭建實驗平臺對所提方案的可行性進(jìn)行驗證。

1 電源工作原理

1.1 主電路拓?fù)?/h3>

單級低開關(guān)應(yīng)力無電解電容LED電源主電路如圖1所示。電源主要包括整流電路、單級部分、輔助回路。整流電路為四個二極管構(gòu)成的整流橋；單級部分由升壓變換器與反激變換器共用開關(guān)管S1構(gòu)成，減少開關(guān)管數(shù)量，簡化電路結(jié)構(gòu)，減小開關(guān)損耗；輔助回路由輔助開關(guān)管S2和諧振電容C2構(gòu)成，輔助回路并聯(lián)在變壓器一次側(cè)繞組兩端。

圖1 變換器主電路圖Fig.1 AC/DC converter main circuit

開關(guān)管S2與主回路開關(guān)管S1工作狀態(tài)互補，交替開通。利用諧振電容C2在主回路開關(guān)管S1關(guān)斷時吸收漏感能量，避免漏感Lr與開關(guān)管S1的寄生電容Coss之間發(fā)生諧振，消除由漏感造成的開關(guān)管S1兩端電壓尖峰，減小開關(guān)應(yīng)力。利用諧振電容C2吸收的漏感能量，對開關(guān)管S1的寄生電容Coss反向充電，使開關(guān)管S1端電壓下降為零，當(dāng)開關(guān)管S1被觸發(fā)時，實現(xiàn)零電壓開通，在對開關(guān)管S1的寄生電容Coss反向充電的同時反饋漏感能量，提高電源效率。

1.2 無電解電容工作原理

假設(shè)變換器功率因數(shù)PF=1，則輸入電壓、輸入電流以及輸入功率為

式中：uin，iin為輸入電壓、電流瞬時值；Um，Im為輸入電壓、電流最大值；pin為瞬時輸入功率；ω為t時刻的角頻率。

輸入功率包含直流分量與二倍工頻分量，二倍工頻分量將導(dǎo)致儲能電容端電壓同樣以二倍頻波動。

變換器輸出功率為恒定值且等于輸入功率的平均值，圖2為PF=1時輸入電壓、輸入電流、輸入功率、輸出電容電壓以及最終輸出功率波形。

圖2 PF=1時輸入輸出波形Fig.2 Input and output waveform at PF=1

由圖2可得在（Tline/8—3Tline/8）時間內(nèi)電容C1端電壓由最小值上升至最大值，輸入能量和輸出能量之差被電容吸收導(dǎo)致電容C1端電壓升高。

式中：pave，Po分別為平均輸入功率、輸出功率；Uc1max，Uc1min，Uave分別為中間電容 C1電容電壓最大值、最小值和平均值；ΔUc1為中間電容C1電容電壓紋波；Tline為輸入交流電壓周期。

由式（6）可知，電容C1容量與ΔUc1有關(guān)，可以通過適當(dāng)增大電容電壓紋波來減小電容容量，從而去除電解電容，提高電源壽命。

2 電路工作模態(tài)分析

電路模態(tài)波形圖如圖3所示。

圖3 模態(tài)波形圖Fig.3 Mode waveforms

電源工作模式設(shè)計為斷續(xù)模式，即電感中的電流能夠下降為零，避免了工作狀態(tài)在連續(xù)模式和斷續(xù)模式的切換，提高了系統(tǒng)的穩(wěn)定性。電路共有七種工作模態(tài)，工作原理如下。

模態(tài)1[T0—T1]：如圖4所示，開關(guān)管S1閉合，S2斷開，D1反向截止，D2正向?qū)?。輸入電源uin、升壓電感Lb、二極管D2、開關(guān)管S1構(gòu)成回路，輸入電源uin對升壓電感Lb進(jìn)行充電；電容C1、漏電感Lr、主電感Lm、開關(guān)管S1構(gòu)成回路，電容C1對漏電感Lr、主電感Lm進(jìn)行充電。

圖4 模態(tài)1[T0—T1]Fig.4 Mode 1[T0—T1]

模態(tài) 2[T1—T2]：如圖 5 所示，開關(guān)管 S1、S2斷開，二極管D1導(dǎo)通，二極管D2反向截止。升壓電感Lb對電容C1進(jìn)行充電；漏電感Lr和主電感Lm對開關(guān)管S1的寄生電容Coss進(jìn)行充電。開關(guān)管S1端電壓不斷上升。

圖5 模態(tài)2[T1—T2]Fig.5 Mode 2[T1—T2]

模態(tài) 3[T2—T3]：如圖 6 所示，開關(guān)管 S1、S2斷開，二極管D1導(dǎo)通，二極管D2反向截止。升壓電感Lb繼續(xù)對電容C1進(jìn)行充電。隨著開關(guān)管S1寄生電容Coss兩端電壓不斷上升，開關(guān)管S2反并聯(lián)二極管在T2時刻正向?qū)?。由于諧振電容C2遠(yuǎn)大于寄生電容Coss，漏感電流ir被從寄生電容Coss中抽離轉(zhuǎn)而對諧振電容C2充電，開關(guān)管S1寄生電容Coss中電流變?yōu)榱?，開關(guān)管S1端電壓不再上升，保持在固定值，漏感Lr不與寄生電容Coss產(chǎn)生諧振，開關(guān)管S1兩端不會出現(xiàn)電壓尖峰。此時漏感電流ir經(jīng)漏電感Lr、主電感Lm、開關(guān)管S2反并聯(lián)二極管、諧振電容C2構(gòu)成回路。由于反并聯(lián)二極管導(dǎo)通開關(guān)管S2端電壓保持為零電位。

圖6 模態(tài)3[T2—T3]Fig.6 Mode 3[T2—T3]

模態(tài)4[T3—T4]：如圖7所示，T3時刻副邊二極管Ds導(dǎo)通。當(dāng)開關(guān)管S2觸發(fā)脈沖到來時，由于之前開關(guān)管S2反并聯(lián)二極管導(dǎo)通將開關(guān)管S2端電壓固定在零電位，開關(guān)管S2實現(xiàn)零電壓開通。漏感電流ir經(jīng)漏感Lr、主電感 Lm、開關(guān)管S2、諧振電容C2構(gòu)成回路。漏感電流ir下降，將儲存在電感中的能量轉(zhuǎn)移到諧振電容C2中。輔助回路電流iS2下降為零后反向上升，沿相同回路將暫存在諧振電容C2中的能量返回到電感中，T4時刻與T2時刻狀態(tài)相似，唯一不同只是T2和T4時刻電流iS2方向相反。

圖7 模態(tài)4[T3—T4]Fig.7 Mode 4[T3—T4]

模態(tài) 5[T4—T5]：如圖 8所示，T4時刻開關(guān)管 S2觸發(fā)脈沖消失，開關(guān)管S2關(guān)斷，輔助回路斷開。漏感電流ir經(jīng)主電感 Lm、漏感 Lr、電容 C1、寄生電容Coss構(gòu)成回路。反向的漏感電流ir對寄生電容Coss進(jìn)行反向充電，寄生電容Coss端電壓不斷下降，與此同時反饋漏感能量，提高變換器效率。

圖8 模態(tài)5[T4—T5]Fig.8 Mode 5[T4—T5]

模態(tài)6[T5—T6]：如圖9所示，T5時刻寄生電容Coss端電壓下降為零，此時開關(guān)管S1反并聯(lián)二極管正向?qū)?，反向漏感電流ir由寄生電容Coss轉(zhuǎn)移到開關(guān)管S1反并聯(lián)二極管，開關(guān)管S1端電壓被固定在零電位。

圖9 模態(tài)6[T5—T6]Fig.9 Mode 6[T5—T6]

模態(tài) 7[T6—T7]：如圖10所示，T6時刻對 S1施加觸發(fā)脈沖，由于之前S1反并聯(lián)二極管導(dǎo)通，S1端電壓被固定在零電位，S1能夠?qū)崿F(xiàn)零電壓開通。

圖10 模態(tài)7[T6—T7]Fig.10 Mode 7[T6—T7]

3 參數(shù)計算

3.1 變壓器漏感計算

由于利用漏感中儲存的能量對開關(guān)管S1寄生電容Coss反向充電，要求寄生電容Coss中儲存的能量能夠被漏感能量完全抵消，才能保證將寄生電容電壓下拉為零，因此需要滿足漏感能量大于寄生電容中儲存的能量[9]，即：

式中：Lr為漏感大??；ipk為一次側(cè)電流峰值；Coss為開關(guān)管寄生電容；ucossmax為開關(guān)管S1寄生電容端電壓最大值。

為保證在任何情況下均能實現(xiàn)軟開關(guān)，開關(guān)管寄生電容端電壓取最大值：

式中：u＇inmax為反激變換器輸入電壓最大值；Uo為輸出電壓。

由于電容C1容量小，造成電容C1兩端電壓即反激變換器輸入電壓波動，為得到開關(guān)管S1寄生電容端電壓最大值需要計算電容C1端電壓最大值。

由能量關(guān)系并根據(jù)圖2可以得到中間電容C1電壓最大值Uc1max為

反激變換器最大輸入電壓等于中間電容C1端電壓最大值Uc1max，即

將式（9）、式（11）帶入式（8）得漏感約束條件為

3.2 諧振電容計算

諧振電容容量對于軟開關(guān)的實現(xiàn)也至關(guān)重要，要求在開關(guān)管S1觸發(fā)信號到來之前漏感電流ir保持反向狀態(tài)，即漏感電流ir經(jīng)開關(guān)管S1反并聯(lián)二極管續(xù)流，避免漏感電流反向減小為零繼而通過開關(guān)管S1寄生電容Coss正向增加，對寄生電容Coss進(jìn)行充電，使得開關(guān)管S1端電壓上升，不再保持零電位狀態(tài)。漏感電流保持反向的時間應(yīng)大于開關(guān)管S1關(guān)斷的時間，從而保證開關(guān)管S1實現(xiàn)軟開關(guān)。

由于漏感電流保持反向的時間近似等于漏感Lr和諧振電容C2諧振周期的一半，即漏感Lr和諧振電容C2諧振周期的一半應(yīng)大于最大的開關(guān)管S1關(guān)斷時間，否則開關(guān)管S1端電壓上升，失去實現(xiàn)零電壓開通的條件。

漏感Lr和諧振電容C2諧振周期T計算公式如下[10]：

二分之一諧振周期大于最大主開關(guān)管關(guān)斷時間：

由此可得諧振電容C2約束條件為

式中：Toffmax為開關(guān)管S1最大關(guān)斷時間。

其余參數(shù)設(shè)計與文獻(xiàn)[10]相似，不過多介紹。

4 實驗驗證

試制一臺110 V/50 Hz輸入，48 V/0.5 A輸出的原理樣機(jī)對電源性能進(jìn)行驗證，中間電容C1及濾波電容Co參數(shù)分別10 μF/500 V，4.7 μF/100 V，均可選用長壽命薄膜電容，從而替換電解電容，提高變換器使用壽命；開關(guān)管選用IPA65R600E6，寄生電容30 pF；二極管選用MBR20100；變壓器磁芯材質(zhì)為PC95，型號為EER42/42/20。

電源參數(shù)設(shè)置如下：輸入交流電壓uin=110 V，開關(guān)頻率fs=50 kHz，額定輸出電壓un=48 V，諧振電容C2=0.5 μF，開關(guān)管寄生電容Coss=30 pF，升壓電感Lb=10 mH，變壓器匝比n=3.5：1，變壓器主電感Lm=6.5 mH，變壓器漏電感Lr=80 μH。

圖11為110 V輸入時輸入輸出實驗波形，由于電網(wǎng)中諧波的存在，輸入電網(wǎng)電壓略有畸變，但是輸入電流仍能夠和輸入電壓保持同步變化，功率因數(shù)為0.953，輸出電流為0.5 A，紋波為5.8%。uc1為電容C1端電壓，uc1以二倍工頻波動，與理論分析以及圖2波形圖一致，C1端電壓平均值為224 V，電壓波動Δuc1為61 V，輸入輸出特性良好。

圖11 輸入輸出波形Fig.11 Input and output waveforms

圖12為電流波形，圖中由上到下依次為漏感電流ir、輔助回路電流iS2、開關(guān)管 S1電流iS1。S1關(guān)斷后S2開通漏感電流經(jīng)過輔助電路，漏感電流等于輔助回路電流，漏感電流正向減小繼而反向增加；S2關(guān)斷后漏感電流經(jīng)電容C1反向?qū)纳娙軨oss充電，與此同時反饋漏感能量，提高變換器效率，漏感電流反向減小繼而正向增加。如圖12所示，ir上升段和下降段分別與iS1，iS2重合，輔助回路工作正常，電路工作在DCM模式，與設(shè)計工作方式相同。

圖12 電流波形Fig.12 Current waveforms

圖13為主開關(guān)端電壓實驗波形圖，u＇S1為未引入輔助回路時開關(guān)管S1端電壓波形，uS1為引入輔助回路后開關(guān)管S1端電壓波形。引入輔助回路后，開關(guān)管S1開斷瞬間其端電壓電壓尖峰消失，uS1穩(wěn)定在390 V左右，減小為未加輔助回路時電壓尖峰的1/2左右，S1開關(guān)應(yīng)力明顯降低。

圖13 S1端電壓對比Fig.13 S1terminal voltage comparison

圖14a、圖14b分別為開關(guān)管S1，S2端電壓與觸發(fā)脈沖波形圖；utri1，utri2分別為引入輔助回路后開關(guān)管 S1，S2的觸發(fā)脈沖；u＇tri1為未引入輔助回路時開關(guān)管S1的觸發(fā)脈沖。如圖14a所示，引入輔助回路后在開關(guān)管S1端電壓下降到零電位一段時間后再施加觸發(fā)脈沖，開關(guān)管S1實現(xiàn)零電壓開通，未引入輔助回路開關(guān)管S1端電壓尚未下降為零電位，觸發(fā)脈沖就已到來，開關(guān)方式屬于硬開關(guān)。開關(guān)管S2開關(guān)狀態(tài)如圖14b所示，在開關(guān)管S2端電壓下降到零電位一段時間后再施加觸發(fā)脈沖，開關(guān)管S2實現(xiàn)零電壓開通。

圖14 開關(guān)管端電壓與觸發(fā)信號波形Fig.14 Voltage and trigger signal waveforms of switching tube

圖15為不同輸入電壓下有無輔助回路的電源效率η對比曲線。引入輔助回路后效率在額定電壓110 V時取到最大值83.9%，由于實現(xiàn)軟開關(guān)以及反饋漏感能量，引入輔助電路后較引入輔助電路之前變換器效率得到提升。

圖15 效率對比曲線Fig.15 Efficiency contrast curves

5 結(jié)論

本文提出單級低開關(guān)應(yīng)力無電解電容LED電源，在去除電解電容提高電源壽命的前提下，引入由諧振電容C2和開關(guān)管S2構(gòu)成的輔助回路，消除開關(guān)管S1關(guān)斷瞬間由漏感造成的電壓尖峰，降低開關(guān)管開關(guān)應(yīng)力。在實現(xiàn)軟開關(guān)的同時反饋漏感能量，提高效率。對電路模態(tài)逐一進(jìn)行分析，并給出參數(shù)計算方法。試制一臺48 V/0.5 A輸出的樣機(jī)進(jìn)行實驗。由于采用薄膜電容替換電解電容，變換器使用壽命明顯提高，輸入功率因數(shù)能夠達(dá)到0.95，輸出電流紋波為5.8%。引入輔助回路后，開關(guān)管端電壓最大值減小為無輔助回路時的1/2，開關(guān)管應(yīng)力大大減小。開關(guān)管S1，S2均成功實現(xiàn)ZVS，與此同時反饋漏感能量，變換器效率得到提升，驗證了單級低開關(guān)應(yīng)力無電解電容LED電源的可行性。