一種具有寬輸出調(diào)壓范圍與低電壓應(yīng)力的單級無橋隔離型PFC變換器

孫 凱 賁洪奇 孟 濤 趙志強(qiáng) 丁明遠(yuǎn)

一種具有寬輸出調(diào)壓范圍與低電壓應(yīng)力的單級無橋隔離型PFC變換器

孫 凱1賁洪奇1孟 濤2趙志強(qiáng)1丁明遠(yuǎn)1

（1. 哈爾濱工業(yè)大學(xué)電氣工程及自動化學(xué)院 哈爾濱 150001 2. 黑龍江大學(xué)機(jī)電工程學(xué)院 哈爾濱 150006）

針對單級無橋隔離型功率因數(shù)校正（PFC）變換器存在開關(guān)管電壓應(yīng)力大，工作于降壓模式時，總諧波畸變率（THD）高、功率因數(shù)（PF）低的問題，提出一種具有寬輸出調(diào)壓范圍與低電壓應(yīng)力的單級無橋隔離型PFC變換器。該變換器采用雙繞組分裂電容的結(jié)構(gòu)，降低了開關(guān)管與二極管的電壓應(yīng)力。通過引入工頻開關(guān)管，消除變換器工作于降壓模式時的輸入電流畸變，實現(xiàn)降壓模式下的高功率因數(shù)，從而有效拓寬輸出電壓的調(diào)節(jié)范圍。變換器工作于斷續(xù)導(dǎo)通模式（DCM）時，可實現(xiàn)二極管的零電流關(guān)斷（ZCS）。詳細(xì)分析變換器的工作原理和運(yùn)行特性，并通過軟件進(jìn)行仿真證明，最后通過搭建一臺50W實驗樣機(jī)，驗證了該變換器能工作于較寬輸出電壓范圍，具有開關(guān)管電壓應(yīng)力小、功率因數(shù)高、控制簡單和轉(zhuǎn)換效率高等優(yōu)點。

單級無橋隔離型PFC變換器 寬輸出調(diào)壓范圍 低電壓應(yīng)力 高功率因數(shù)

0 引言

電力電子設(shè)備等非線性裝置的使用，一方面會消耗大量的無功功率；另一方面會產(chǎn)生大量的諧波電流[1-3]。無功功率與諧波含量是關(guān)系電網(wǎng)效率的兩個重要指標(biāo)。為保證電網(wǎng)電能質(zhì)量，通常須嚴(yán)格限制AC-DC變換器注入電網(wǎng)的諧波電流，以滿足國際電工委員會制定的諧波標(biāo)準(zhǔn)IEC 61000-3-2。

有源功率因數(shù)校正（Active Power Factor Correction, APFC）變換器具有功率因數(shù)（Power Factor, PF）高、總諧波畸變率（Total Harmonic Distortion, THD）低、成本低等優(yōu)點，因而得到了廣泛應(yīng)用[4-5]。傳統(tǒng)APFC拓?fù)錇閮杉壥浇Y(jié)構(gòu)，前級用于功率因數(shù)校正，后級用于DC-DC變換。這種兩級式結(jié)構(gòu)的PFC變換器具有功率因數(shù)高、調(diào)壓范圍大、穩(wěn)壓精度高等優(yōu)點[6-7]，但通?？刂茝?fù)雜、體積較大。為追求更高功率密度，具有較少開關(guān)器件和較高效率的單級PFC變換器逐漸被人們所重視[8-11]。

文獻(xiàn)[9-12]提出了幾種常見的單級PFC電路。這幾種拓?fù)渚ㄟ^輸入側(cè)的二極管整流橋進(jìn)行交流電壓到直流電壓的轉(zhuǎn)換，然后通過對開關(guān)管的控制實現(xiàn)PFC。由于整流橋在任意時刻均存在兩個二極管導(dǎo)通，二極管的通態(tài)損耗較大，限制了變換器的效率提升。為此，有學(xué)者們提出了無橋PFC變換器的方案[13]。

文獻(xiàn)[14]提出了一種單級無橋無電解電容變換器，其利用半橋單元將無橋Boost電路與串聯(lián)諧振變換器相整合，實現(xiàn)了結(jié)構(gòu)的單級化，但串聯(lián)諧振變換器的引入會增大電壓應(yīng)力，限制拓?fù)涔β实奶嵘?。文獻(xiàn)[15]提出了一種無橋反激PFC變換器。其通過引入共源雙向開關(guān)管，使得交流輸入電壓下可得到正極性輸出電壓，從而省去了輸入側(cè)的整流橋。文獻(xiàn)[16]提出了一種用于移相控制的交錯圖騰柱式無橋PFC變換器。通過將交錯并聯(lián)技術(shù)與無橋變換器相結(jié)合，減小了器件應(yīng)力，提高了變換器效率，但感性元器件引入較多，且輸出電壓調(diào)壓范圍較窄。文獻(xiàn)[17]提出了一種用于電池充電等中大功率場合的無橋軟開關(guān)PFC變換器，變換器運(yùn)行在連續(xù)導(dǎo)通模式（Continue Conduction Mode, CCM）下，可實現(xiàn)電路中全部開關(guān)管的零電壓開通，具有較高的轉(zhuǎn)換效率，但輸入電流存在過零畸變，且僅可工作于升壓模式，輸出調(diào)壓范圍較窄。文獻(xiàn)[18]提出了工作于斷續(xù)導(dǎo)通模式（Discontinue Conduction Mode, DCM）的無橋Cuk變換器，具有輸出電流紋波小、輸出調(diào)壓范圍廣等優(yōu)點，但其輸入電流THD較高。文獻(xiàn)[19]中提出了一種無橋Sepic變換器，變換器工作在DCM下僅需單電壓環(huán)就可以實現(xiàn)輸入電流波形跟蹤輸入電壓，無需無橋PFC變換器復(fù)雜的輸入電壓與輸入電流采樣電路，且電路功率因數(shù)高、THD低，但變換器輸入和輸出之間無電氣隔離。文獻(xiàn)[20]提出了一種基于Sepic電路的單級無橋隔離式PFC變換器，采用雙向開關(guān)管省去了輸入端的二極管整流橋，變壓器二次側(cè)的全波整流電路結(jié)構(gòu)保證了輸出電壓為正極性，并實現(xiàn)了輸入和輸出之間的電氣隔離。變換器設(shè)計工作于DCM時，輸入電流連續(xù)、高功率因數(shù)、控制簡單。但變換器工作于降壓模式時，輸入電流存在直流分量，導(dǎo)致輸入電流正弦度差、THD較高，無法實現(xiàn)較好的PFC效果，因而很大程度限制了該變換器的輸出電壓調(diào)壓范圍，且開關(guān)管的電壓應(yīng)力較大。

為解決上述問題，基于文獻(xiàn)[20]所提電路，提出一種具有寬輸出調(diào)壓范圍與低電壓應(yīng)力的單級無橋隔離型PFC變換器。詳細(xì)描述了變換器的工作模式、控制策略以及電路特性，最后通過仿真和搭建一臺50W的實驗樣機(jī)驗證了理論分析的正確性。該變換器工作于升壓模式與降壓模式時，均可實現(xiàn)低THD與高功率因數(shù)，從而有效拓寬了變換器的輸出電壓調(diào)節(jié)范圍，且開關(guān)管電壓應(yīng)力低、電路轉(zhuǎn)換效率高、控制簡單。

1 電路拓?fù)渑c工作原理

1.1 主電路

文獻(xiàn)[20]所提單級無橋隔離式PFC變換器主電路如圖1所示，由儲能電感1，中間儲能電容1，共源雙向開關(guān)管S1、S2，高頻變壓器T1，二極管VDo1、VDo2與輸出濾波電容o1組成。該變換器二次側(cè)為全波整流結(jié)構(gòu)，雙向開關(guān)管承受的最大電壓為輸出電壓折算至一次側(cè)的值與中間儲能電容電壓之和，導(dǎo)致開關(guān)管電壓應(yīng)力較大。

當(dāng)電路工作于降壓模式時，即輸出電壓折算至一次側(cè)的值小于輸入電壓時，在雙向開關(guān)管導(dǎo)通期間，變壓器二次側(cè)二極管會導(dǎo)通，導(dǎo)致該階段變換器存在向輸出側(cè)注入電流的現(xiàn)象，此時輸入電流將存在明顯畸變，且正弦度差、THD高、功率因數(shù)低，因而限制了該變換器輸出調(diào)壓范圍。

圖1 單級隔離PFC變換器

圖2 所提單級無橋隔離型PFC變換器

所提變換器通過在變壓器二次側(cè)引入分裂電容結(jié)構(gòu)，在不增加電流應(yīng)力的前提下，降低了開關(guān)管S1、S2與二極管VDo1、VDo2的電壓應(yīng)力。此外，在變壓器二次側(cè)引入兩個工頻開關(guān)管S3與S4，可在變換器運(yùn)行于降壓模式時，有效阻斷雙向開關(guān)管導(dǎo)通期間，變換器向輸出側(cè)注入的電流，從而消除輸入電流畸變，使變換器在降壓模式下的THD與功率因數(shù)得到明顯改善，有效拓寬了輸出電壓的調(diào)節(jié)范圍。

變換器的DCM定義為二次側(cè)的二極管與工頻開關(guān)管工作于DCM，輸入電感電流仍然連續(xù)。即在每個開關(guān)周期結(jié)束時，二次電流為零，輸入電感電流不為零且保持不變，因此變換器工作于DCM時，可實現(xiàn)輸入的高功率因數(shù)與二極管VDo1與VDo2的零電流關(guān)斷，且二次側(cè)開關(guān)管S3與S4動作頻率為工頻，不會帶來較大損耗。

變換器設(shè)計在全負(fù)載范圍內(nèi)工作于DCM，同時做出如下說明：

（1）S1與S2工作于高頻，其開關(guān)頻率遠(yuǎn)大于輸入電壓工頻，在一個開關(guān)周期內(nèi)認(rèn)為輸入交流電壓值與輸出電壓恒定。S3與S4工作于工頻周期，正半周期S3恒定導(dǎo)通，S4恒定關(guān)斷；負(fù)半周期情況相反。

（3）所有元器件均為理想元器件，不考慮元器件寄生參數(shù)的影響。

為了簡化分析，下面僅對交流輸入電壓正半周期內(nèi)的變換器工作模態(tài)進(jìn)行分析，負(fù)半周期情況與正半周期類似，不再贅述。

1.2 工作模態(tài)分析

1.2.1 升壓工作模式

升壓工作模式如圖3所示，定義當(dāng)變換器輸入交流電壓始終小于輸出電壓折算至一次側(cè)值時，變換器工作于升壓模式。

圖3 升壓工作模式

在輸入電壓的正半周期內(nèi)，開關(guān)管S3始終導(dǎo)通，開關(guān)管S4始終關(guān)斷，雙向開關(guān)管S1與S2工作于高頻。

圖4與圖5分別為變換器在開關(guān)周期內(nèi)三種工作模態(tài)的等效電路與主要元器件的工作波形。

圖4 升壓模式下等效電路

圖5 升壓模式主要元器件工作波形

式中，u1為中間儲能電容1兩端電壓。

式中，0為變換器在某一開關(guān)周期的初始輸入電流。

在此期間，輸入電感電流i1、勵磁電感電流im1與二極管電流Do1線性減小，直到i1減小為0，im1減小為-0，二次側(cè)二極管電流Do1逐漸減小至0。i1、im1與Do1可分別表示為

模態(tài)3 [2,3]：2時刻，勵磁電感電流與輸入電感電流相等，輸入交流源in、輸入儲能電感1、中間儲能電容1與勵磁電感m1構(gòu)成續(xù)流回路。變壓器二次側(cè)二極管VDo1零電流關(guān)斷，無能量向二次側(cè)傳遞，電容o1與o2維持輸出電壓，向負(fù)載提供電能，此時開關(guān)管S1、二極管VDo1與VDo2承受電 壓為

在 [2,3] 期間，輸入電感電流i1與勵磁電感im1始終保持不變，即

1.2.2 降壓工作模式

降壓工作模式如圖6所示，定義當(dāng)輸入交流電壓大于輸出電壓折算至一次側(cè)值時，變換器工作于降壓模式。即圖6中1～2與4～5階段。

在輸入交流電壓的正半周期內(nèi)，開關(guān)管工作方式與升壓模式相同，開關(guān)管S3始終導(dǎo)通，開關(guān)管S4始終關(guān)斷，雙向開關(guān)管S1與S2工作于高頻。降壓模式下變換器高頻開關(guān)周期也存在三種工作模態(tài)。

圖6 降壓工作模式

圖7 降壓模式下等效電路

圖8 降壓模式主要元器件工作波形

模態(tài)3 [2,3]：與升壓模式模態(tài)3 [2,3]基本一致，僅變換器中各器件承受電壓與電流大小不同。

2 穩(wěn)態(tài)工作特性分析

2.1 升壓模式PFC實現(xiàn)機(jī)理分析

將式（14）、式（15）代入式（9）可得二極管峰值電流表達(dá)式為

在儲能電感1與勵磁電感m1向負(fù)載釋放能量階段，二極管電流Do1將從峰值逐漸減小至0，這段時長2可表示為

可得電路工作于穩(wěn)態(tài)時，在雙向開關(guān)管的一個開關(guān)周期內(nèi)輸出電流平均值為

在輸入交流電壓正半周期內(nèi)，輸出電流平均值可表示為

根據(jù)功率守恒可得

式中，in為輸入功率；o為輸出功率。

將式（18）代入式（20），可將輸入電流表示為

從式（21）可知，變換器工作于穩(wěn)態(tài)時，在定頻控制下只需保證占空比1恒定；在變頻控制下只需保證占空比1的二次方與周期的乘積恒定，此時輸入電流將自動跟蹤輸入交流電壓波形，保持與輸入電壓的同相位，無需輸入電流采樣電路，僅在單電壓環(huán)控制下即可實現(xiàn)電路功率因數(shù)校正功能。同時變換器工作于DCM時，輸入電流連續(xù)，平均電流為正弦波，可實現(xiàn)輸入電流的低THD與高功率因數(shù)。

2.2 降壓模式PFC實現(xiàn)機(jī)理分析

為了更清晰地介紹所提變換器工作于降壓模式時的PFC實現(xiàn)機(jī)理，首先令變換器二次側(cè)工頻開關(guān)管S3與S4始終導(dǎo)通，高頻開關(guān)管S1與S2正常工作，此時所提變換器與文獻(xiàn)[20]中提出的變換器工作原理基本一致，所提變換器等效電路如圖9所示。

圖9 所提變換器等效電路

在輸入電壓的正半周期內(nèi)，當(dāng)變換器雙向開關(guān)管導(dǎo)通，儲能電感1與勵磁電感m1蓄能時，二極管VDo2承受電壓如式（2）所示。

此時變換器工作于降壓模式，二極管VDo2承受負(fù)壓而導(dǎo)通，開關(guān)管S4始終導(dǎo)通，變換器通過VDo2向負(fù)載注入電流，所提降壓模式工作模態(tài)如圖10所示。

圖10 降壓模式工作模態(tài)

在高頻開關(guān)周期內(nèi)，流過VDo2的平均電流為

當(dāng)雙向開關(guān)管關(guān)斷后，VDo2承受電壓為正，二極管硬關(guān)斷，此后變換器的工作模態(tài)與升壓模式完全相同。

由于在雙向開關(guān)管導(dǎo)通與截止期間，變換器均有電流流向輸出側(cè)，所以輸出電流平均值可表示為上述兩個期間內(nèi)二極管電流平均值之和，即

同理，根據(jù)功率守恒可得變換器工作于降壓模式下輸入電流的表達(dá)式為

從式（25）可知，當(dāng)變換器工作于降壓模式時，在雙向開關(guān)管導(dǎo)通期間，二次側(cè)二極管會導(dǎo)通，變換器向負(fù)載傳遞能量，從而導(dǎo)致輸入電流在圖6所示的[1,2]與[4,5]期間存在額外直流分量，此時變換器功率因數(shù)下降、THD增加、輸出調(diào)壓范圍受限。此外，二極管VDo2工作于高頻且不為零電流關(guān)斷，會帶來較大的反向恢復(fù)損耗。上述問題也存在于文獻(xiàn)[20]所提拓?fù)渲小?/p>

令二次側(cè)工頻開關(guān)管S3與S4正常工作，即在輸入電壓正半周期內(nèi)，S3始終導(dǎo)通、S4始終關(guān)斷；在輸入電壓負(fù)半周期內(nèi)，S3始終關(guān)斷、S4始終導(dǎo)通。

當(dāng)電路工作于降壓模式時，在雙向開關(guān)管S1與S2導(dǎo)通期間，由于S4始終關(guān)斷，阻斷了變換器通過二極管VDo2向負(fù)載傳輸能量。此時，電路工作模態(tài)如圖7所示，與升壓模式基本一致，僅二極管VDo2與工頻開關(guān)管S4所承受電壓不同，根據(jù)式（21）可知，工頻開關(guān)管的引入消除了輸入電流的直流分量，改善了電流正弦度，減小輸入電流THD，使得變換器工作于降壓模式時仍能保持高功率因數(shù)，從而有效拓寬了輸出電壓的調(diào)節(jié)范圍。

在此期間，二極管VDo2始終無電流通過，避免了由二極管硬關(guān)斷所帶來的反向恢復(fù)損耗。電路工作于電流斷續(xù)模式，實現(xiàn)了變壓器二次側(cè)二極管的零電流關(guān)斷（Zero Current Switching, ZCS），且開關(guān)管S3與S4動作頻率為工頻，因此引入兩個工頻開關(guān)管不會帶來較大損耗。

2.3 器件應(yīng)力分析

所提變換器在變壓器二次側(cè)引入了雙繞組分裂電容的結(jié)構(gòu)，此時雙向開關(guān)管承受的電壓可表示為

從式（27）可知，在相同的電路參數(shù)下，相較于文獻(xiàn)[20]所提出的拓?fù)?，本文提出的拓?fù)渲?，雙向開關(guān)管電壓應(yīng)力顯著減小。

雙向開關(guān)管電流應(yīng)力分析：在變換器雙向開關(guān)管S1與S2導(dǎo)通時，其流過的電流為輸入電感電流i1與勵磁電感電流im1之和，根據(jù)式（3）、式（4）可得開關(guān)管電流峰值為

從式（28）可知，雙向開關(guān)管電流應(yīng)力與輸出電壓無關(guān)，因此所提變換器在減小雙向開關(guān)管S1與S2的電壓應(yīng)力時不會增加電流應(yīng)力。二極管VDo1電壓應(yīng)力分析：文獻(xiàn)[20]提出的電路在雙向開關(guān)管S1與導(dǎo)通階段，二極管VDo1承受電壓為輸出電壓o與中間電容電壓u1折算二次側(cè)值之和。

所提變換器在此期間內(nèi)，二極管VDo2所承受電壓應(yīng)力為輸出電壓o的一半與中間電容電壓u1折算于二次側(cè)值之和，因而可有效地減小二極管VDo1電壓應(yīng)力。

二極管VDo1電流應(yīng)力分析：流過二極管VDo1的峰值電流如式（16）所示，與變壓器二次側(cè)結(jié)構(gòu)無關(guān)，不會額外增加開關(guān)管電流應(yīng)力。二極管VDo2應(yīng)力與二極管VDo1相同，在正負(fù)半周內(nèi)對稱，不再贅述。

綜上所述，所提變換器通過在變壓器二次側(cè)引入雙繞組分裂電容的結(jié)構(gòu)，在不增加各元器件電流應(yīng)力的前提下，可有效減小變壓器一次側(cè)開關(guān)管與二次側(cè)二極管的電壓應(yīng)力。

2.4 輸出調(diào)壓范圍與中點電壓平衡特性分析

2.4.1 輸出調(diào)壓范圍

變換器設(shè)計工作于DCM，采用開關(guān)平均模型法對變換器進(jìn)行建模。以輸入電壓的正半周期為例，選取雙向開關(guān)管S1、S2與二次側(cè)二極管VDo1作為開關(guān)網(wǎng)絡(luò)進(jìn)行建模，在此期間內(nèi)，工頻開關(guān)管S3始終導(dǎo)通，S4始終關(guān)斷，開關(guān)網(wǎng)絡(luò)模型如圖11所示。

圖11 簡化建模示意圖

圖11中，開關(guān)網(wǎng)絡(luò)的狀態(tài)變量包括輸入電壓1、輸入電流1、輸出電壓2、輸出電流2。對變換器在雙向開關(guān)管周期內(nèi)的開關(guān)網(wǎng)絡(luò)狀態(tài)變量進(jìn)行平均化可得

將式（29）簡化可得

圖12 負(fù)載-功率源模型

式中，m.rms為輸入電壓有效值；L為負(fù)載。

變換器設(shè)計工作于DCM下具有控制簡單、THD低、輸入功率因數(shù)高、效率高等優(yōu)點，而變換器工作于CCM時不具備上述優(yōu)點，因此需限制變換器在全負(fù)載范圍內(nèi)工作于DCM。

將式（17）與式（31）代入式（32）并化簡可得，占空比1最大值的表達(dá)式為

2.4.2 中點電壓平衡特性分析

將輸出分裂電容電壓代入式（21），可分別得到輸入電壓正負(fù)半周內(nèi)的輸入電流表達(dá)式為

由式（34）可知，當(dāng)中點電壓不平衡時，輸入電流在正負(fù)半周期內(nèi)的峰值不同，將存在輸入電流在正負(fù)半周期內(nèi)不對稱的情況，從而引起輸入電流THD高、PFC效果差、器件應(yīng)力不均等問題。

根據(jù)1.2節(jié)分析，在輸入電壓的正半周期內(nèi)，當(dāng)雙向開關(guān)管導(dǎo)通后，變換器通過二次側(cè)二極管VDo1與工頻開關(guān)管S3對輸出電容o1進(jìn)行充能，其中二極管VDo1的平均電流為

在輸入電壓的負(fù)半周期內(nèi)，當(dāng)雙向開關(guān)管導(dǎo)通后，變換器通過二次側(cè)二極管VDo2與工頻開關(guān)管S4對輸出電容o2進(jìn)行充能，其中二極管VDo2的平均電流為

因此所提拓?fù)渚哂辛己玫闹悬c電壓自平衡特性，無中點電壓不平衡的問題。

2.5 工頻開關(guān)管優(yōu)化控制策略分析

工頻開關(guān)管在過零點處進(jìn)行狀態(tài)切換時，由于采樣系統(tǒng)在過零點時會產(chǎn)生擾動，常會導(dǎo)致其開通不及時，從而引起輸入電流的過零畸變。因而需要在實際控制中，對工頻開關(guān)管的具體控制策略進(jìn)行優(yōu)化。

在輸入電壓的正半周期內(nèi)，輸入電壓達(dá)到A1時，正向狀態(tài)機(jī)M1置1，負(fù)向狀態(tài)機(jī)M2清零，表示輸入電壓剛過零轉(zhuǎn)正，此時將開關(guān)管S3導(dǎo)通，S4關(guān)斷以抑制輸入畸變。

圖13 控制策略示意圖

當(dāng)輸入電壓達(dá)到A2點時，將M1置2，表示輸入電壓即將過零轉(zhuǎn)負(fù)，此時變換器已無輸入電流畸變，將開關(guān)管S3與S4導(dǎo)通即可。負(fù)半周期開關(guān)狀態(tài)切換邏輯與正半周期情況類似，如圖13b所示，不再贅述。

3 仿真證明

通過PLECS 3.6.1軟件平臺對本文所提具有寬調(diào)壓范圍與低電壓應(yīng)力的單級無橋隔離型PFC變換器進(jìn)行仿真證明，變換器具體的仿真參數(shù)見表1。

3.1 升壓模式仿真證明

圖14與圖15為變換器工作于升壓模式時的仿真波形。如圖14a所示，變壓器電壓比設(shè)為2，變換器輸出電壓折算至一次側(cè)為50V，大于輸入交流電壓峰值，滿足升壓工作模式要求。在此工作模式下變換器輸入輸出電流如圖14b所示，所提變換器的輸入電流呈正弦波，可實時跟蹤輸入電壓波形，具有良好的PF校正效果。

圖15為輸入電壓的正半周期內(nèi)，變換器工作于升壓模式下，各主要元器件工作波形，由圖可知，變換器工作于DCM時，變壓器二次側(cè)二極管可實現(xiàn)零電流關(guān)斷，且輸入電流連續(xù)，THD較低。各器件電壓應(yīng)力與理論分析一致。

表1 單級無橋隔離型PFC變換器主要參數(shù)

Tab.1 Circuit parameters of the single-stage bridgeless isolated PFC converter

圖14 升壓模式仿真波形

圖16為變換器在自平衡特性的作用下的輸出電壓與輸入電壓電流波形，在0.4s時主動向輸出電容注入8V不平衡電壓，此時輸入電流出現(xiàn)了畸變，PFC效果變差。在自平衡特性作用下，中點電壓經(jīng)0.3s恢復(fù)平衡，輸入電流PFC效果恢復(fù)正常。

圖15 升壓模式各元器件仿真波形

圖16 中點電壓自平衡示意圖

變換器具有良好的自平衡特性，不存在中點電壓平衡問題，與理論分析一致。此外，在一些需要中點電壓快速平衡的場合，可利用變換器向上下輸出電容充放電的特性設(shè)計平衡控制方法來加快中點電壓平衡速度。

3.2 降壓模式仿真證明

為突出所提變換器工作于降壓模式時的優(yōu)勢，將二次側(cè)工頻開關(guān)管始終導(dǎo)通，與正常工作時的主要工作波形進(jìn)行對比。S3與S4始終導(dǎo)通時變換器仿真波形如圖17所示，當(dāng)工頻開關(guān)管S3與S4始終導(dǎo)通時，所提變換器與文獻(xiàn)[20]所提變換器工作原理基本一致。此時輸入電流存在直流分量，THD高、功率因數(shù)低，限制了變換器的調(diào)壓范圍。

圖17 S3與S4始終導(dǎo)通時變換器仿真波形

S3與S4正常工作時變換器仿真波形如圖18所示，當(dāng)二次側(cè)工頻開關(guān)管S3與S4正常工作時，由于二次側(cè)工頻開關(guān)管的引入阻斷了雙向開關(guān)管導(dǎo)通期間電路向負(fù)載傳輸能量，消除了輸入電流的直流分量，實現(xiàn)了降壓模式下的低THD與高功率因數(shù)，從而有效地拓寬了輸出調(diào)壓范圍。

圖18 S3與S4正常工作時變換器仿真波形

圖19為輸入電壓正半周期內(nèi)，變換器工作于降壓模式時，各元器件工作波形。從圖中可知，各元器件工作狀態(tài)和電壓應(yīng)力與理論分析相同。此時變換器工作模態(tài)與升壓模式相比，僅二次側(cè)二極管與工頻開關(guān)管所承受電壓情況不同。

圖19 降壓模式各元器件仿真波形

圖20為兩種變換器在相同參數(shù)下，PF與THD隨輸出電壓變化曲線。從圖中可得，變換器工作于降壓模式時，文獻(xiàn)[20]提出的變換器的輸入電流THD明顯增高，功率因數(shù)顯著下降。

綜上所述，所提變換器消除了升降壓模式下輸入電流畸變，保證了其工作在降壓模式時的低THD與高功率因數(shù)，從而有效地拓寬了輸出調(diào)壓范圍，仿真結(jié)果與理論分析一致。

圖20 PF與THD隨輸出電壓變化關(guān)系

4 實驗驗證

為驗證理論分析的正確性與變換器的可行性，搭建了一臺50W的實驗樣機(jī)，變換器參數(shù)與仿真參數(shù)一致，表2為實驗中所使用主要器件型號，變換器樣機(jī)與及實驗所用控制單元如圖21所示。

表2 實驗樣機(jī)主要器件

Tab.2 Key components of prototype

升壓模式實驗波形如圖22所示，變換器工作于升壓模式下，輸入電流能很好地保持與輸入電壓同相位，功率因數(shù)為0.995，輸入電流THD=3.4%，電路轉(zhuǎn)換效率為89.3%。此外根據(jù)2.4.2節(jié)分析，中點電壓不平衡會導(dǎo)致輸入電流正負(fù)半周的不對稱，而圖22b中輸入電流正負(fù)半周對稱，實驗結(jié)果表明，變換器的中點電壓始終保持平衡。

圖21 實驗樣機(jī)與控制單元

圖22 升壓模式實驗波形

當(dāng)變換器工作于輸入交流電壓的正半周期時，雙向開關(guān)管電壓、輸入電感電流與二極管電流如圖23所示，從圖中可知，變壓器工作于DCM，變壓器二次側(cè)二極管可實現(xiàn)零電流關(guān)斷，且輸入電感連續(xù)，實驗結(jié)果與理論分析相符。

變換器工作于降壓模式時，其主要波形如圖24所示。為突出對比本文所提變換器工作于降壓模式時的優(yōu)勢，首先，令開關(guān)管S3與S4始終導(dǎo)通，根據(jù)降壓模式分析，此時變換器工作原理與文獻(xiàn)[20] 所提變換器一致，存在降壓模式下的輸入電流畸變。此時，變換器輸入電流波形如圖24b所示。變換器的輸入電流存在嚴(yán)重的畸變，其功率因數(shù)為0.89，THD=37%。最后，令工頻開關(guān)管S3與S4正常工作，即輸入電壓為正時，S3始終導(dǎo)通，S4始終關(guān)斷；輸入電壓為負(fù)時，S3始終關(guān)斷，S4始終導(dǎo)通。此時，電路輸入電壓與輸入電流波形如圖24c所示，其功率因數(shù)為0.991，具有良好功率因數(shù)校正效果，電路轉(zhuǎn)換效率為87.2%，THD=4.4%。可以看出，所提變換器工作在降壓模式時仍能保證高功率因數(shù)與低THD。

圖23 升壓模式主要器件實驗波形

圖24 降壓模式實驗波形

圖25為所提變換器工作于不同輸出電壓下的功率因數(shù)與轉(zhuǎn)換效率。由圖可知，所提變換器在具備較寬的調(diào)壓范圍的同時仍可保持輸入的高功率因數(shù)，且變換器轉(zhuǎn)換效率始終大于86%，功率因數(shù)始終大于0.98。由于樣機(jī)僅為驗證所提變換器的可行性，且設(shè)計功率較小，各種寄生參數(shù)所帶來的損耗占比較大，導(dǎo)致樣機(jī)的轉(zhuǎn)換效率不高。若適當(dāng)增大變換器功率并對電路參數(shù)進(jìn)行優(yōu)化，所提變換器的轉(zhuǎn)換效率可得到進(jìn)一步提高。

圖25 功率因數(shù)與效率隨輸出電壓變化曲線

5 結(jié)論

本文提出一種具有寬輸出調(diào)壓范圍與低電壓應(yīng)力的單級無橋隔離型PFC變換器，理論分析、仿真及實驗結(jié)果驗證了所提變換器的可行性，同時表明其具有如下特點：

1）通過向變壓器二次側(cè)引入分裂電容的結(jié)構(gòu)，在不增加電路電流應(yīng)力的情況下，減小了雙向開關(guān)管與變壓器二次側(cè)二極管的電壓應(yīng)力，同時輸出分裂電容的結(jié)構(gòu)無中點電壓不平衡的問題，有較好的自平衡特性，但因增加額外電容使得成本與體積有所增加。

2）通過在變壓器二次側(cè)引入工頻開關(guān)管，阻斷了變換器工作于降壓模式時，雙向開關(guān)管導(dǎo)通期間，電路向輸出側(cè)注入電流，消除了變換器輸入電流中的直流分量，降低了輸入電流THD，實現(xiàn)了變換器降壓模式下的高功率因數(shù)，從而有效地拓寬了輸出電壓的調(diào)節(jié)范圍，但需額外增加輸入電壓采樣進(jìn)行工頻開關(guān)管的控制。此外在上述過程期間變壓器二次側(cè)二極管始終無電流通過，從而有效地避免了二極管的硬關(guān)斷所帶來的損耗。

3）變壓器二次電流不連續(xù)，可實現(xiàn)二極管零電流關(guān)斷，且二次側(cè)開關(guān)管S3與S4動作頻率為工頻，因此工頻開關(guān)管的引入不會帶來較多損耗，保持了無橋變換器高效率的特性，同時通過優(yōu)化控制策略可避免輸入電壓過零點的采樣干擾，具有良好的控制穩(wěn)定性。

4）變換器設(shè)計工作于DCM，無論運(yùn)行于升壓模式或降壓模式，均可以在單電壓環(huán)的控制下實現(xiàn)低THD、高功率因數(shù)與較寬的輸出調(diào)壓范圍，省去了輸入電流采樣電路與控制環(huán)路，控制簡單。

[1] 王忠杰, 王議鋒, 陳慶, 等. 基于GaN的高頻Boost變換器優(yōu)化設(shè)計[J]. 電工技術(shù)學(xué)報, 2021, 36(12): 2495-2504.

Wang Zhongjie, Wang Yifeng, Chen Qing, et al. Optimal design of high frequency Boost converter based on GaN[J]. Transactions of China Electro- technical Society, 2021, 36(12): 2495-2504.

[2] Xiu Hejie, Ruan Xinbo, Zhang Li. Adaptive voltage control for bidirectional converter in Flicker-free electrolytic capacitor-less AC-DC LED driver[J]. IEEE Transactions on Industrial Electronics, 2017, 29(1): 320-324.

[3] 張志, 孟利偉, 唐校, 等. 有源鉗位單級隔離型AC-DC功率因數(shù)變換器[J]. 電工技術(shù)學(xué)報, 2021, 36(12): 2616-2626.

Zhang Zhi, Meng Liwei, Tang Xiao, et al. A single stage isolated AC-DC power factor corrected converter with active clamping[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2021, 36(12): 2616- 2626.

[4] 閻鐵生, 李明洪, 周國華, 等. 一種一次側(cè)控制的Buck-Flyback 單級功率因數(shù)校正變換器LED驅(qū)動電路[J]. 電工技術(shù)學(xué)報, 2019, 34(16): 3355-3365.

Yan Tiesheng, Li Minghong, Zhou Guohua, et al. A Buck-Flyback single-stage power factor correction converter for LED driving circuit with primary-side control[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2019, 34(16): 3355-3365.

[5] 李國慶, 邊競, 王鶴, 等. 適用于直流電網(wǎng)的環(huán)流式線間直流潮流控制器[J]. 電工技術(shù)學(xué)報, 2020, 35(5): 1118-1127.

Li Guoqing, Bian Jing, Wang He, et al. A circulating current interline DC power flow controller for DC grid[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2020, 35(5): 1118-1127.

[6] Wei Chen, Shao Jianwen, Agrawal B, et al. New surface mount SiC MOSFETs enable high efficiency high power density Bi-directional on-board charger with flexible DC-link voltage[J]. IEEE Transactions on Industrial Electronics, 2019, 29(1): 1904-1909.

[7] 徐鑫雨, 吳紅飛, 賈益行, 等. 基于三端口無橋PFC的兩級式隔離型雙輸出AC-DC變換器[J]. 中國電機(jī)工程學(xué)報, 2020, 40(22): 7431-7440.

Xu Xinyu, Wu Hongfei, Jia Yihang, et al. A two-stage isolated dual-output AC-DC converter based on three- port bridgeless PFC[J]. Proceedings of the CSEE, 2020, 40(22): 7431-7440.

[8] 賈益行, 吳紅飛, 韓蒙, 等. 準(zhǔn)單級功率變換的高效單相三端口功率因數(shù)校正變換器[J]. 電力系統(tǒng)自動化, 2018, 42(18): 136-141.

Jia Yihang, Wu Hongfei, Han Meng, et al. High- efficiency single-phase three-port converter for power factor correction based on quasi single-stage power conversion[J]. Automation of Electric Power Systems, 2018, 42(18): 136-141.

[9] 呂尋齋, 劉雪山, 周群, 等. 諧振式單開關(guān)多路低紋波輸出LED驅(qū)動器[J]. 電工技術(shù)學(xué)報, 2021, 36(10): 2081-2091.

Lü Xunzhai, Liu Xueshan, Zhou Qun, et al. Resonant single-switch multi-channel low-ripple LED driver[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2021, 36(10): 2081-2091.

[10] 章治國, 劉俊良, 郭強(qiáng), 等. 一種單級隔離型軟開關(guān)功率因數(shù)校正變換器[J]. 電工技術(shù)學(xué)報, 2018, 33(14): 3232-3230.

Zhang Zhiguo, Liu Junliang, Guo Qiang, et al. A single stage isolated soft switching power factor correction converter[J]. Transactions of China Elec- trotechnical Society, 2018, 33(14): 3232-3230.

[11] Zhao Chengdong, Zhang Junming, Wu Xinke. An improved variable on-time control strategy for a CRM Flyback PFC converter[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2017, 32(2): 915-919.

[12] Lim S, Otten D M, Perreault D J, et al. New AC-DC power factor correction architecture suitable for high- frequency operation[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2016, 31(4): 2937-2949.

[13] Huang Qingyuan, Huang Qin. Review of GaN totem- pole bridgeless PFC[J]. CPSS Transactions on Power Electronics and Applications, 2017, 2(3): 187-196.

[14] 梁國壯, 田涵雷, 王子園, 等. 一種單級無橋式高功率因數(shù)無電解電容 AC-DC LED驅(qū)動器[J]. 電工技術(shù)學(xué)報, 2019, 34(16): 3396-3407.

Liang Guozhuang, Tian Hanlei, Wang Ziyuan, et al. A single-stage bridgeless, electrolytic capacitor-free AC-DC LED with high power factor[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2019, 34(16): 3396-3407.

[15] 殷剛, 許建平, 陳章勇. 一種高效率無橋雙諧振功率因數(shù)校正變換器[J]. 電工技術(shù)學(xué)報, 2017, 32(8): 201-207.

Yin Gang, Xu Jianping, Chen Zhangyong. A high efficiency bridgeless dual resonant power factor correction converter[J]. Transactions of China Elec- trotechnical Society, 2017, 32(8): 201-207.

[16] Park M, Baek J, Jeong Y. An interleaved totem-pole bridgeless Boost PFC converter with soft-switching capability adopting phase-shifting control[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2019, 34(11): 10610-10618.

[17] Alam M, Eberle W, Gautam D S, et al. A soft- switching bridgeless AC-DC power factor correction converter[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2017, 32(10): 7716-7720.

[18] Fardoun A A, Ismail E H, Sabzali A J, et al. New efficient bridgeless Cuk rectifiers for PFC Appli- cations[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2012, 27(7): 3292-3301.

[19] Ma Hongbo, Li Yuan, Lai J S, et al. An improved bridgeless SEPIC converter without circulating losses and input-voltage sensing[J]. IEEE Journal of Emerging and Selected Topicsin Power Electronics, 2018, 6(3): 1477-1455.

[20] 王金平, 胡凡宇, 侯良奎, 等. 一種單級無橋隔離型PFC變換器[J]. 中國電機(jī)工程學(xué)報, 2017, 37(24): 7276-7283.

Wang Jinping, Hu Fanyu, Hou Liangkui, et al. An isolated PFC converter with single-stage and brid- geless properties[J]. Proceedings of the CSEE, 2017, 37(24): 7276-7283.

A Single-Stage Bridgeless Isolated PFC Converter with Wide Output Voltage Range and Low Voltage Stress

11211

（1. School of Electrical Engineering and Automation Harbin Institute of Technology Harbin 150001 China 2. School of Mechanical and Electrical Engineering Heilongjiang University Harbin 150006 China）

Since the single-stage bridgeless isolated power factor correction (PFC) converter has high voltage stress of the MOSFET, low power factor and high total harmonic distortion when it works in the Buck mode, a novel single-stage bridgeless isolated PFC converter is presented. This converter adopts a dual-winding split capacitor structure, which reduces the voltage stress of the MOSFET and the diodes. The power frequency MOSFET can eliminate the input current distortion, there by effectively realizing high power factor in Buck mode and broadening the range of output voltage. When the converter works in discontinue conduction mode (DCM), zero current switching (ZCS) of the diode can be achieved. The working principle and operating characteristics of the converter are analyzed in detail. Finally, a 50W experimental prototype is built to verify that the converter can work in a wide output voltage range, and has the advantages of small device voltage stress, low THD, high power factor, simple control method and high conversion efficiency.

Single-stage bridgeless isolated PFC converter, wide output voltage range, low voltage stress, high power factor

10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.210316

TM461

孫 凱 男，1999年生，碩士研究生，研究方向為有源功率因數(shù)校正技術(shù)。E-mail: 15651903923@163.com

賁洪奇 男，1965年生，教授，博士生導(dǎo)師，研究方向為高頻功率變換技術(shù)和功率因數(shù)校正技術(shù)等。E-mail: benhq@hit.edu.cn（通信作者）

2021-03-11

2021-09-10

國家自然科學(xué)基金資助項目（51377036）。

（編輯 陳 誠）