基于正交磁場(chǎng)的無(wú)線能量和數(shù)據(jù)協(xié)同傳輸技術(shù)

姚友素 唐程雄 王懿杰 劉曉勝 徐殿國(guó)

基于正交磁場(chǎng)的無(wú)線能量和數(shù)據(jù)協(xié)同傳輸技術(shù)

姚友素 唐程雄 王懿杰 劉曉勝 徐殿國(guó)

（哈爾濱工業(yè)大學(xué)電氣工程學(xué)院 哈爾濱 150001）

該文提出一種新型的無(wú)線能量和數(shù)據(jù)協(xié)同傳輸方案，通過(guò)采用基于平面方形線圈和DD線圈的正交磁耦合機(jī)構(gòu)，降低交叉干擾，拓展設(shè)計(jì)自由度，簡(jiǎn)化電路分析。提出基于有限元仿真的正交磁耦合機(jī)構(gòu)優(yōu)化設(shè)計(jì)方法，闡明能量傳輸和數(shù)據(jù)傳輸交叉干擾小的原因，研究能量和數(shù)據(jù)傳輸特性。為驗(yàn)證理論分析，搭建一個(gè)傳輸距離為130mm、磁耦合機(jī)構(gòu)（包括能量線圈和數(shù)據(jù)線圈）外尺寸為120mm×120mm×15mm、輸出功率為47W的樣機(jī)，樣機(jī)效率可達(dá)68.4%，數(shù)據(jù)傳輸速率為1.0Mbit/s。通過(guò)對(duì)比數(shù)據(jù)單獨(dú)傳輸及能量和數(shù)據(jù)協(xié)同傳輸時(shí)的波形，證明能量傳輸和數(shù)據(jù)傳輸干擾可忽略。

無(wú)線能量和數(shù)據(jù)協(xié)同傳輸（WPDT） 正交磁耦合機(jī)構(gòu) 雙邊LCC補(bǔ)償拓?fù)?二進(jìn)制頻移鍵控（BFSK）

0 引言

無(wú)線能量傳輸（Wireless Power Transfer, WPT）技術(shù)具有靈活方便、電氣隔離、環(huán)境適應(yīng)性強(qiáng)和易維護(hù)等優(yōu)點(diǎn)，能夠解決線纜輸電的部分問(wèn)題，成為當(dāng)下的研究熱點(diǎn)[1-5]。在部分WPT系統(tǒng)中，為了實(shí)現(xiàn)用戶識(shí)別、狀態(tài)監(jiān)控、閉環(huán)控制及多控制器同步等功能，在進(jìn)行無(wú)線能量傳輸?shù)耐瑫r(shí)，系統(tǒng)一次、二次側(cè)需要交互數(shù)據(jù)[6-7]。射頻通信技術(shù)與微波通信技術(shù)是兩種常用的通信技術(shù)，但應(yīng)用于無(wú)線能量傳輸系統(tǒng)中存在以下問(wèn)題：隨著無(wú)線能量傳輸功率以及系統(tǒng)工作頻率的提高，射頻通信的誤碼率會(huì)升高[8]，同時(shí)由于標(biāo)準(zhǔn)射頻通信技術(shù)采用公共頻段，難以保證信息安全；無(wú)線能量傳輸系統(tǒng)一次、二次側(cè)往往存在較大的偏移，導(dǎo)致對(duì)偏移較敏感的微波通信可能失效[9]。為解決無(wú)線能量傳輸系統(tǒng)中的數(shù)據(jù)傳輸問(wèn)題，人們提出了多種無(wú)線能量和數(shù)據(jù)協(xié)同傳輸（Wireless Power and Data Transfer, WPDT）方案。

直接調(diào)制電能信號(hào)實(shí)現(xiàn)電能和數(shù)據(jù)協(xié)同傳輸是一種有效的解決方案。主要調(diào)制方式有幅移鍵控（Amplitude Shift Keying, ASK）[10]、負(fù)載鍵控（Load Shift Keying, LSK）[11]和頻移鍵控（Frequency Shift Keying, FSK）[12]，這三種調(diào)制方式中，F(xiàn)SK擁有比ASK和LSK更好的抗噪性能。由于是直接調(diào)制電能信號(hào)，三種調(diào)制方式對(duì)功率傳輸影響大、通信速率低且不適用于大功率場(chǎng)合。為提高通信速率，減小數(shù)據(jù)傳輸與能量傳輸?shù)慕徊娓蓴_，有學(xué)者借鑒電力線載波通信技術(shù)[13]，先將數(shù)據(jù)調(diào)制到高頻載波上，經(jīng)功率放大后耦合到能量傳輸電路進(jìn)行傳輸，在接收端分離出高頻載波信號(hào)，最后還原出發(fā)送的數(shù)據(jù)。該方案中能量傳輸與數(shù)據(jù)傳輸共用耦合通道，因此需要額外的數(shù)據(jù)加載及提取電路，數(shù)據(jù)傳輸電路參數(shù)設(shè)計(jì)復(fù)雜，同時(shí)功率電路開關(guān)噪聲對(duì)數(shù)據(jù)傳輸影響大，限制了系統(tǒng)功率等級(jí)的提升，此外系統(tǒng)對(duì)載波頻率有一定要求。

使用雙耦合通道分別傳輸電能與數(shù)據(jù)能有效解決單耦合系統(tǒng)的問(wèn)題[14-17]，能量傳輸與數(shù)據(jù)傳輸使用不同的耦合通道，數(shù)據(jù)傳輸速率不受能量傳輸系統(tǒng)工作頻率的限制，同時(shí)不需要復(fù)雜的數(shù)據(jù)加載及提取電路，整個(gè)系統(tǒng)的體積相比于單耦合系統(tǒng)大大減小。但目前的雙耦合系統(tǒng)中，仍然存在交叉干擾嚴(yán)重、對(duì)解調(diào)電路要求較高的問(wèn)題[18-20]。為此，本文提出了基于正交磁場(chǎng)的無(wú)線能量和數(shù)據(jù)協(xié)同傳輸方案，以盡量減小能量傳輸和數(shù)據(jù)傳輸?shù)慕徊娓蓴_。由于數(shù)據(jù)線圈匝數(shù)很少，且所用單股銅線很細(xì)，因此引入數(shù)據(jù)線圈對(duì)磁耦合機(jī)構(gòu)的體積影響很小。為驗(yàn)證理論分析，搭建了傳輸距離為130mm、磁耦合機(jī)構(gòu)外尺寸為120mm×120mm×15mm（其中能量線圈高度為14mm，數(shù)據(jù)線圈高度為1mm）、輸出功率為47W的WPDT樣機(jī)，系統(tǒng)效率為68.4%，數(shù)據(jù)傳輸速率高達(dá)1.0Mbit/s。

1 系統(tǒng)簡(jiǎn)介

圖1為無(wú)線能量和數(shù)據(jù)協(xié)同傳輸系統(tǒng)電路。能量傳輸部分由全橋逆變器（Ⅰ）、雙邊LCC補(bǔ)償拓?fù)洌á颍?、能量傳輸磁耦合機(jī)構(gòu)（Ⅲ）、整流濾波及負(fù)載電路（Ⅳ）四部分組成，in為直流輸入電壓，in為直流輸入電流，in為輸入濾波電容，Q1～Q4為4個(gè)MOSFET，AB和AB分別為逆變器輸出電壓和電流，f1、f1、1分別為一次側(cè)串聯(lián)補(bǔ)償電感、并聯(lián)補(bǔ)償電容以及串聯(lián)補(bǔ)償電容，1、2分別為能量傳輸耦合線圈一次、二次自感，1、2分別為一次、二次側(cè)能量線圈電流，12為能量傳輸線圈互感，f2、f2、2分別為二次側(cè)串聯(lián)補(bǔ)償電感、并聯(lián)補(bǔ)償電容以及串聯(lián)補(bǔ)償電容，VD1～VD4為4個(gè)二極管，ab為整流橋輸入電壓，F(xiàn)為輸出濾波電容，L為負(fù)載，out為輸出電壓，R為輸出電流。無(wú)線數(shù)據(jù)傳輸部分（Ⅴ）由信號(hào)調(diào)制電路、數(shù)據(jù)傳輸磁耦合機(jī)構(gòu)、S/S補(bǔ)償拓?fù)湟约敖庹{(diào)電路四個(gè)子模塊組成，od為發(fā)送數(shù)據(jù)，3、4分別為數(shù)據(jù)傳輸系統(tǒng)一次、二次側(cè)補(bǔ)償電容，3、4分別為數(shù)據(jù)傳輸耦合線圈一次、二次側(cè)自感，34為數(shù)據(jù)傳輸線圈互感，dd為接收數(shù)據(jù)。圖2為數(shù)字信號(hào)調(diào)制電路，其本質(zhì)上是半橋逆變器。

圖1 無(wú)線能量和數(shù)據(jù)協(xié)同傳輸系統(tǒng)電路

圖2 數(shù)字信號(hào)調(diào)制電路

圖中，in-d為數(shù)據(jù)傳輸電路直流輸入電壓，Q1d、Q2d為兩個(gè)MOSFET，其與電容1d、2d構(gòu)成半橋逆變器，dr1與dr2分別為Q1d和Q2d的驅(qū)動(dòng)信號(hào)，兩者互補(bǔ)，md為經(jīng)過(guò)FSK調(diào)制的信號(hào)，(bit)為od與dr1、dr2的關(guān)聯(lián)函數(shù)，具體表達(dá)式為

當(dāng)要傳輸?shù)亩M(jìn)制數(shù)據(jù)為1時(shí)，產(chǎn)生頻率為h的高頻驅(qū)動(dòng)信號(hào)，否則將產(chǎn)生頻率為l的低頻驅(qū)動(dòng)信號(hào)，因此發(fā)送數(shù)據(jù)被調(diào)制到不同頻率的載波上。

圖3為數(shù)字信號(hào)解調(diào)電路。out-d為數(shù)據(jù)傳輸接收端未經(jīng)解調(diào)的信號(hào)。md通過(guò)數(shù)據(jù)線圈耦合到接收端，經(jīng)過(guò)高通濾波器后連接到兩個(gè)不同的電路。這兩個(gè)電路中的放大器、包絡(luò)檢波器和電阻電容低通濾波器電路結(jié)構(gòu)完全相同，僅陷波器的陷波頻率不同，陷波器1和2的陷波頻率分別為l和h。最后，利用比較器對(duì)放大器2和4的輸出進(jìn)行比較，比較器的輸出即接收數(shù)據(jù)dd。

圖3 數(shù)字信號(hào)解調(diào)電路

2 正交磁耦合機(jī)構(gòu)優(yōu)化設(shè)計(jì)

磁耦合機(jī)構(gòu)是無(wú)線能量和數(shù)據(jù)協(xié)同傳輸系統(tǒng)核心部分，常用的磁耦合機(jī)構(gòu)有平面圓/方形、DD（double D）、扁平螺線管等。平面圓/方形磁耦合機(jī)構(gòu)簡(jiǎn)單且耦合性能較好，在最大外尺寸相同的情況下，平面方形相較于平面圓形具有更好的耦合性能，本系統(tǒng)能量傳輸部分采用平面方形線圈作為磁耦合機(jī)構(gòu)；同時(shí)為徹底消除同側(cè)能量與數(shù)據(jù)線圈的之間耦合，數(shù)據(jù)傳輸部分采用DD線圈作為磁耦合機(jī)構(gòu)，并且兩組線圈共軸垂直放置。

圖4 用于能量和數(shù)據(jù)傳輸?shù)恼淮篷詈蠙C(jī)構(gòu)

圖5為能量與數(shù)據(jù)線圈耦合示意圖，線圈間的耦合系數(shù)k為

圖5 能量與數(shù)據(jù)線圈耦合示意圖

式中，12、34分別為能量、數(shù)據(jù)線圈耦合系數(shù)；13、24分別為一次、二次同側(cè)能量與數(shù)據(jù)線圈的耦合系數(shù)；14為一次側(cè)能量線圈與二次側(cè)數(shù)據(jù)線圈的耦合系數(shù)；23為一次側(cè)數(shù)據(jù)線圈與二次側(cè)能量線圈的耦合系數(shù)。

圖6為同側(cè)能量和數(shù)據(jù)線圈的磁場(chǎng)分布，其中P和D分別為能量和數(shù)據(jù)線圈中的勵(lì)磁電流，實(shí)心圓點(diǎn)和實(shí)線叉描述了由能量線圈產(chǎn)生的磁場(chǎng)方向，空心圓點(diǎn)與虛線叉描述了由數(shù)據(jù)線圈產(chǎn)生的磁場(chǎng)方向，圓點(diǎn)表示垂直紙面向外，叉表示垂直紙面向里。

圖6 同側(cè)能量和數(shù)據(jù)線圈磁場(chǎng)分布

分析圖6可知，由能量線圈勵(lì)磁電流P產(chǎn)生的磁場(chǎng)穿過(guò)數(shù)據(jù)線圈的磁通為零，由數(shù)據(jù)線圈勵(lì)磁電流D產(chǎn)生的磁場(chǎng)穿過(guò)能量線圈的磁通也為零，因此同側(cè)能量與數(shù)據(jù)線圈間的互感13、24均為零，由式（2）可知，13=24=0。理論上同側(cè)能量線圈與數(shù)據(jù)線圈間不存在耦合，即同側(cè)能量傳輸與數(shù)據(jù)傳輸不存在交叉干擾的問(wèn)題。

為提高能量傳輸?shù)墓β逝c效率，對(duì)能量傳輸耦合機(jī)構(gòu)進(jìn)行仿真優(yōu)化以獲得最大的耦合系數(shù)。圖7給出平面方形線圈的耦合系數(shù)12隨線圈參數(shù)變化曲線，隨著線圈匝數(shù)的增加，能量線圈的耦合系數(shù)先增大后減小，結(jié)合式（2）可知，在匝數(shù)增加的同時(shí)，線圈自感與互感均增大，存在最大耦合系數(shù)點(diǎn)，由仿真結(jié)果知，當(dāng)=70mm時(shí)，能量傳輸耦合機(jī)構(gòu)的耦合系數(shù)最大。

圖7 平面方形線圈耦合系數(shù)隨內(nèi)邊長(zhǎng)變化曲線

圖8為DD線圈的耦合系數(shù)34隨其線圈參數(shù)1的變化曲線，線圈參數(shù)1可表征線圈匝數(shù)。分析圖8可知，隨著線圈匝數(shù)的增加，耦合系數(shù)先增大后減小，與平面方形線圈的變化趨勢(shì)一致，且均存在最大耦合系數(shù)點(diǎn)，通過(guò)分析圖6可以發(fā)現(xiàn)，DD線圈可等效為兩個(gè)平面矩形線圈通過(guò)特定方式串聯(lián)組成，這是兩種磁耦合機(jī)構(gòu)的耦合系數(shù)隨線圈匝數(shù)變化一致的原因。由仿真結(jié)果可知，當(dāng)1=24mm時(shí)，數(shù)據(jù)傳輸磁耦合機(jī)構(gòu)的耦合系數(shù)最大。

能量與數(shù)據(jù)線圈放置的相對(duì)角度會(huì)影響一次側(cè)能量線圈與二次側(cè)數(shù)據(jù)線圈間的耦合系數(shù)14，進(jìn)而影響能量傳輸與數(shù)據(jù)傳輸間的干擾程度。圖9給出了耦合系數(shù)14隨兩個(gè)線圈放置相對(duì)角度變化曲線。當(dāng)相對(duì)角度為0°時(shí)，14最小，由此計(jì)算得到能量傳輸對(duì)數(shù)據(jù)傳輸?shù)母蓴_系數(shù)pd=5.8′10-5，數(shù)據(jù)傳輸對(duì)能量傳輸?shù)母蓴_系數(shù)dp=5.0′10-6，干擾系數(shù)pd與dp均極小，因此在本系統(tǒng)中，能量傳輸與數(shù)據(jù)傳輸間的干擾可忽略。

圖9 一次側(cè)能量線圈與二次側(cè)數(shù)據(jù)線圈間耦合系數(shù)隨相對(duì)角度變化曲線

3 能量與數(shù)據(jù)傳輸分析

3.1 能量傳輸電路分析

圖10為能量傳輸分析電路。能量線圈用受控源等效模型代替，圖1中的整流濾波與負(fù)載電路用等效電阻E代替，If1為AB1作用時(shí)補(bǔ)償電感f1中電流；RE為AB1作用時(shí)等效電阻E中電流。由文獻(xiàn)[23]可知，其與負(fù)載電阻L關(guān)系為

采用基波分析法對(duì)電路進(jìn)行分析，UAB1為逆變器輸出電壓UAB的基波有效值，由傅里葉分解可知，UAB1與Uin關(guān)系為

圖10點(diǎn)畫線框內(nèi)為對(duì)稱T型電路，給出補(bǔ)償參數(shù)調(diào)諧方法為

由T型對(duì)稱電路的壓流變換特性可知

聯(lián)立式（2）、式（7）與式（8）得

等效前后能量守恒，結(jié)合式（4）、式（5）、式（9）得

由式（10）可知，能量傳輸系統(tǒng)輸出電流與負(fù)載無(wú)關(guān)，當(dāng)磁耦合機(jī)構(gòu)參數(shù)與直流輸入電壓一定時(shí)，可以通過(guò)改變一次、二次側(cè)補(bǔ)償電感f1與f2來(lái)設(shè)計(jì)系統(tǒng)輸出電流，系統(tǒng)具有較高的設(shè)計(jì)自由度。

3.2 數(shù)據(jù)傳輸電路分析

圖11為數(shù)據(jù)傳輸分析電路。與電能部分分析類似，數(shù)據(jù)耦合線圈用其受控源等效模型代替，圖中，out為解調(diào)電路以及后級(jí)電路的等效電阻，3、4分別為一次、二次側(cè)數(shù)據(jù)線圈電流。

圖11 數(shù)據(jù)傳輸分析電路

定義FSK調(diào)制中載波中心頻率avg為

由KCL與KVL，有

聯(lián)立式（12）與式（14）得

其中

式中，為一個(gè)數(shù)字脈沖信號(hào)的寬度；為一個(gè)碼元所取的離散值個(gè)數(shù)；為二進(jìn)制信息的位數(shù)。在本研究中，、和分別為1ms、2ms和1ms，進(jìn)而可求得數(shù)據(jù)傳輸速率為1Mbit/s。

4 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

為驗(yàn)證上述理論與分析，搭建了如圖12所示的無(wú)線能量和數(shù)據(jù)協(xié)同傳輸樣機(jī)。圖中，①～⑥分別為能量傳輸直流電壓源、全橋逆變器、電能數(shù)據(jù)傳輸磁耦合機(jī)構(gòu)、雙邊LCC補(bǔ)償拓?fù)?、不控整流及濾波電路、電阻負(fù)載；Ⅰ～Ⅳ分別為信號(hào)發(fā)生器、數(shù)據(jù)傳輸輔助電源、數(shù)據(jù)調(diào)制模塊以及數(shù)據(jù)解調(diào)模塊，1與2分別為功率分析儀及示波器。表1給出了樣機(jī)主要參數(shù)與部分元器件型號(hào)。

圖12 無(wú)線能量和數(shù)據(jù)協(xié)同傳輸樣機(jī)

表1 樣機(jī)主要參數(shù)與元器件型號(hào)

Tab.1 Key parameters and component types of the prototype