具有遲滯觸發(fā)特性的振動能量收集器管理電路

趙興強，錢海林，施金雷，丁 宇，羅 勇，鄧麗城

(1.南京信息工程大學(xué)自動化學(xué)院，江蘇南京 210000；2.南京郵電大學(xué)電子與科學(xué)工程學(xué)院，江蘇南京 210000)

0 引言

無線傳感器網(wǎng)絡(luò)(wireless sensor network，WSN)是指通過無線通信方式將布置在監(jiān)測區(qū)內(nèi)的多個傳感器節(jié)點組成一個自組織網(wǎng)絡(luò)。在軍事、環(huán)境、醫(yī)療、家居、工業(yè)、商業(yè)等領(lǐng)域有著巨大的應(yīng)用潛力[1]。通常WSN節(jié)點大多采用傳統(tǒng)的化學(xué)電池(鋰電池)進行供電，限制了其續(xù)航能力[2]。能量收集技術(shù)具有體積小、質(zhì)量輕、無污染、壽命長、成本低、能量取用便捷等優(yōu)點，降低了周期性更換電池帶來的巨大費用，受到了國內(nèi)外的高度重視從而成為了研究的熱點[3]。目前已經(jīng)開發(fā)了包括風(fēng)能、太陽能、振動能、波浪能、地?zé)崮堋⑸锬艿榷喾N形式的能量收集器為無線傳感器節(jié)點供電,振動能量由于不易受到天氣變化的影響或是地理位置的限制，因而廣泛分布在鐵軌、橋梁、波浪、人體等各種應(yīng)用環(huán)境中[4-7]。電磁式振動能收集器的內(nèi)阻較小，輸出電流大，穩(wěn)定性強，適合為無線傳感節(jié)點負載供電[8-10]。

振動能量收集器輸出交流電，輸出功率在μW到幾十mW范圍，而WSN節(jié)點發(fā)射信號時往往要上百mW[11-12]。因此，能量收集器無法直接為WSN節(jié)點供電，須由電源管理電路進行整流、儲能、升壓等一系列處理。由于半導(dǎo)體芯片的亞閾值問題[13]，在微能量供電的情況下，芯片的電壓會鎖定在一個較低的亞閾值，不能正常工作。為了避開這個問題，研究者引入了電子開關(guān)，在存儲能量足夠時開啟，保證節(jié)點正常工作。

目前大多數(shù)振動能量收集器的管理電路采用單獨的元件來控制開關(guān)。文獻[14]設(shè)計了電磁振動能收集系統(tǒng)的低壓充電電路。但是由于電磁式振動能收集器的輸出電壓較低，不能直接用于啟動轉(zhuǎn)換器的控制器和柵極驅(qū)動器電路，需要為這些電路提供初始啟動的電源。上述電路結(jié)構(gòu)提供了非常好的思路，但其電路的結(jié)構(gòu)比較復(fù)雜，功耗較高，需要采用外部電源供電，在WSN節(jié)點應(yīng)用方面并不適用。徐大誠等提出基于振動能量收集器的無源無線傳感器節(jié)點電源電路，該電路由啟動閾值檢測電路、反饋電路、關(guān)斷閾值檢測電路和開關(guān)電路組成，能夠自動檢測儲能單元上電壓變化，但電路過于復(fù)雜[15]。有些研究者應(yīng)用專門的能量收集器的電源管理芯片，如LTC3588、LTC3105、BQ25504等，但這些芯片多是針對壓電振動能量收集器研制，且價格較高[16]。

對此，本文提出了具有遲滯觸發(fā)特性的電磁式振動能量管理電路，其自身功耗極低，無需提供額外電源或系統(tǒng)控制開關(guān)。

1 電路設(shè)計

1.1 電路原理

電路原理圖如圖1所示。包括整流、儲能電容、電子開關(guān)、遲滯電壓比較器、DC-DC轉(zhuǎn)換器等。其中，整流部分采用全波橋式整流。儲能電容為電解電容或超級電容。遲滯電壓比較器和電子開關(guān)是電源管理電路的重點部分，要求電壓比較器具有遲滯觸發(fā)性能，在相對高的電壓值閉合電子開關(guān)，為WSN節(jié)點供電，當(dāng)儲能電容電壓值達到一個相對低的閾值時，開關(guān)斷開，停止供電。DC-DC主要為升壓穩(wěn)壓電路，將電壓穩(wěn)定在WSN節(jié)點的工作電壓，一般為3.3 V。

遲滯電壓比較器主要包括3個串聯(lián)的分壓電阻(R1、R2、R3)，遲滯電路(NMOS管Q1、PMOS管Q2和R4)，反相電路(NMOS管Q3、R5)，電子開關(guān)PMOS管Q4。3個高阻值的串聯(lián)電阻對儲能電容C2上的電壓VC2進行分壓，其中R1所分電壓為PMOS管Q2的源柵電壓VSG。在冷啟動時，Q4在內(nèi)的所有MOS管都是截止?fàn)顟B(tài)，電容充電，開關(guān)斷開，負載不通電。

圖1 管理電路原理圖

當(dāng)能量收集裝置發(fā)電時，C2開始充電，電壓值隨之上升，R1的電壓值逐漸增加，當(dāng)Q2的源柵電壓VSG達到Q2的開啟電壓|VGS(th)|時，Q2導(dǎo)通，且導(dǎo)通電阻遠小于R4。進一步使得Q1的柵極拉高，近似等于VC2，Q1導(dǎo)通，導(dǎo)通電阻很小，使得R3近似短路，進一步增加了R1上的壓降。這個過程中Q2快速進入可變電阻區(qū)，同樣還可以在Q1上形成正反饋，使其也快速進入可變電阻區(qū)。這時Q3也導(dǎo)通，拉低了Q4的柵極電位，使得Q4導(dǎo)通。這個觸發(fā)電壓稱為上行觸發(fā)閾值電壓VH，可以表示為

(1)

圖2為遲滯電壓比較器的輸入輸出電壓曲線示意圖，虛線為上行曲線，輸入電壓(儲能電壓)逐漸增加，觸發(fā)電路的輸入電壓達到上行觸發(fā)閾值電壓時，Q4導(dǎo)通，在不考慮DC-DC轉(zhuǎn)換的條件下，輸出電壓與輸入電壓近似相等。

圖2 遲滯電壓比較器的電壓曲線示意圖

下行過程如圖2實線所示，隨著電容電壓釋放，VC2下降。當(dāng)R1上的電壓下降到低于Q2的開啟電壓時，Q2截止，Q1柵極電位拉低，Q1截止，R3不再被短路，進一步減小R1上的分壓。所有MOS管加速截止，開關(guān)斷開。這時的觸發(fā)電壓稱為下行閾值電壓VL，表示為

(2)

上下行的閾值電壓不同，形成遲滯觸發(fā)現(xiàn)象。這種電壓遲滯觸發(fā)現(xiàn)象使得低電壓時，儲能電容只充電，不為后續(xù)電路放電，避免儲能電容漏電。一旦觸發(fā)，R3被短路，即使儲能電容電壓略微降低，也不會使得MOS管截止，能夠保證電路保持在導(dǎo)通狀態(tài)。在儲能電壓足夠時才為后續(xù)電路供電，保證后續(xù)電路可靠工作。

在未觸發(fā)時，管理電路的電阻約等于R1+R2+R3，三者阻值較大，電容C2放電較慢，可以忽略。假設(shè)三者串聯(lián)阻值為100 MΩ，VL=2.0 V，漏電流最大為20 nA。電路觸發(fā)之后，觸發(fā)電路的電阻可以認為是R1+R2，當(dāng)其為50 MΩ，VH=3.3 V時，觸發(fā)電路的電流最大為66 nA。實際電路中，考慮到MOS管的漏電流，觸發(fā)電路的電流消耗也只有μA的數(shù)量級，可見自身功耗非常小。觸發(fā)之后整個放電過程釋放的電能可以由式(3)計算。

(3)

式中：E為釋放的電能，J；C2為儲能電容，μF。

由此，可根據(jù)WSN節(jié)點的功耗需求，設(shè)計儲能電容大小、閾值電壓等參數(shù)。

1.2 電路仿真

在不考慮DC-DC轉(zhuǎn)換的條件下，采用Proteus軟件對電路的遲滯開關(guān)特性仿真。電磁振動發(fā)電裝置用一個交流電壓源VIN和一個電源內(nèi)阻RS代替，設(shè)定輸出電壓幅度為6 V，整流之后為幅度5.3 V半正弦波，損耗了0.7 V的整流橋二極管壓降。C2為儲能電容，為100 μF。R1=100 MΩ、R3=40 MΩ、R2=R4=R5=10 MΩ、VRLOAD=500 Ω、|VGS(th)|=2 V，通過式(1)、式(2)計算可得VH=3.0 V，VL=2.2 V。

仿真結(jié)果如圖3所示?？梢钥闯觯娭箅娙蓍_始充電，此時是截止?fàn)顟B(tài)，VC2

圖3 遲滯電壓比較器的仿真曲線

2 實驗分析

2.1 電路設(shè)計

按照上述的電路原理圖分模塊設(shè)計了管理電路PCB。PCB采用了低壓降的BAT721系列肖特基整流二極管芯片，10 mA的導(dǎo)通電流正向壓降只有0.3 V左右。儲能電容則采用漏電性能低的鉭電容。DC-DC升壓電路采用電源管理芯片TPS61221，該芯片專門針對低壓的電源，輸入電壓可低至0.7 V。

遲滯電壓比較器選用ALD1105芯片。該芯片內(nèi)集成了2對互補的NMOS和PMOS管，開啟電壓較低，僅有0.7 V，開啟電阻RDS(ON)為1.2 kΩ。開關(guān)管Q4選用PMOS管SI2329DS，開啟電壓為0.7 V，開啟電阻RDS(ON)僅0.04 Ω，相對于WSN節(jié)點輸入電阻，開啟電阻上的功耗可以忽略。電阻設(shè)為R1=20 MΩ，R2=R3=30 MΩ，R4=R5=20 MΩ，理論上，上下行閾值電壓分別為2.8 V、1.75 V。

2.2 電路測試

觸發(fā)電路測試時采用100 μF儲能電容，由于WSN節(jié)點的功能不同，使得其功耗存在差異性，在不考慮DC-DC轉(zhuǎn)換的條件下，本文通過在觸發(fā)電路后分別連接0.1 kΩ、1 kΩ、10 kΩ和100 kΩ的電阻模擬不同負載功耗下管理電路的觸發(fā)情況，如圖4所示。從圖4可以看出：當(dāng)儲能電容電壓達到2.77 V左右時開始觸發(fā)，Q4導(dǎo)通，電容開始放電；當(dāng)電容電壓下降到1.65 V左右時，Q4截止，電路斷開，電容不再放電，具有典型的遲滯效應(yīng)。如圖4(a)所示，負載為0.1 kΩ時較為特殊，下行閾值電壓為0.67 V，低于理論值。不考慮管理電路自身損耗，WSN節(jié)點工作時間ΔT可由式(4)計算：

(4)

式中：Vn為WSN節(jié)點的工作電壓，V；In為WSN節(jié)點的平均電流，mA。

(a)0.1 kΩ負載的觸發(fā)電壓波形

(b)1 kΩ負載的觸發(fā)電壓波形

(c)100 kΩ負載的觸發(fā)電壓波形

(d)100 kΩ負載的觸發(fā)電壓波形圖4 不同負載電阻的觸發(fā)電壓波形圖

若WSN節(jié)點Vn和In分別為3.3 V和50 mA時，可保證WSN節(jié)點工作1.5 ms。若要增加WSN節(jié)點工作時間，可增加充電電容或上行閾值電壓。

2.3 管理電路聯(lián)調(diào)

如圖5所示，調(diào)整了分壓電阻，將儲能電容增加到1 mF，與DC-DC電路連接在一起。輸入端提供100 Hz的6 V交流電壓模擬電磁振動裝置發(fā)電，負載開路時測得輸出電壓波形如圖6所示?？梢钥闯?，儲能電容充電到2.95 V時，觸發(fā)電路導(dǎo)通，壓降到2.05 V時，觸發(fā)電路斷開。在觸發(fā)期間，DC-DC轉(zhuǎn)換電路開始工作，輸出電壓穩(wěn)定在3.3 V，維持77 s，平均電流約13 μA，說明管理電路觸發(fā)狀態(tài)功耗為32 μW。在截止期間，管理電路電流僅有0.31 μA，考慮到電容充電過程電壓變化，取電壓平均值2.5 V，可計算得到靜態(tài)平均功耗為775 nW，對于電磁式振動能收集器可以忽略。

圖5 電路聯(lián)調(diào)

圖6 電路聯(lián)調(diào)開路時的輸出電壓波形

假設(shè)WSN節(jié)點的工作電流為50 mA，對于3.3 V的穩(wěn)壓輸出，可以用一個66 Ω的電阻代替節(jié)點，簡化測試過程。圖7(a)為輸出電壓波形圖，圖7(b)為觸發(fā)時的局部放大圖?？梢钥闯?，當(dāng)電容充電到2.9 V左右時，電路觸發(fā)導(dǎo)通，電容開始放電。約27 ms，電容電壓下降到1.9 V左右時，電子開關(guān)斷開，不再為負載供電，電磁式振動能收集器給儲能電容充電，約1.8 s后又充到2.9 V，繼續(xù)下一個充放電周期?？梢娒?.8 s就可以讓W(xué)SN節(jié)點工作27 ms，足夠一個低功耗的WSN節(jié)點發(fā)送一個數(shù)據(jù)包。

(a)輸出電壓波形

(b)觸發(fā)時的局部放大圖圖7 輸出電壓波形圖

3 結(jié)束語

為了避免振動能量收集器在給WSN供電時鎖定在亞閾值狀態(tài)，本文設(shè)計了一種極低功耗的遲滯觸發(fā)開關(guān)，應(yīng)用于收集器電源管理電路。分析了電路工作原理，通過Proteus完成了遲滯電壓比較器和電子開關(guān)電路的特性仿真，制作了PCB樣板進行了測試。結(jié)果表明，儲能電容充電到3.0 V時，觸發(fā)電路導(dǎo)通，管理電路功耗為32 μW，壓降到2.05 V時，電路斷開，遲滯觸發(fā)效果明顯。實驗測得管理電路靜態(tài)平均功耗775 nW，并且能穩(wěn)定輸出直流電為WSN節(jié)點供電。