有源箝位反激變換器能量傳輸模式及輸出紋波電壓分析

趙永秀，蔡培軍，李明庚，王騎

(西安科技大學(xué) 電氣與控制工程學(xué)院,西安 710054)

反激變換器具有電路拓撲簡單、所需元器件少、輸入輸出電氣隔離、成本相對較低、電磁干擾小等優(yōu)點，在小功率及部分中等功率開關(guān)電源中得到普遍應(yīng)用[1-7].但其固有的能量傳輸方式和變壓器漏感儲能不能回收利用所帶來的效率低下問題，對其推廣和應(yīng)用造成了影響.有源箝位電路不僅在全負載范圍內(nèi)箝位主開關(guān)管電壓峰值，還可以將漏感能量加以利用，因此成為業(yè)界的研究熱點[8-12].

目前，已經(jīng)提出多種有源箝位反激拓撲結(jié)構(gòu)，如單管有源箝位反激[13]、雙管有源箝位反激[14]等.為了減小傳統(tǒng)有源箝位反激變換器箝位管的導(dǎo)通損耗，許奕辰提出了非互補導(dǎo)通控制策略[15]，實現(xiàn)了主開關(guān)管的0電壓開關(guān).同時讓變換器工作于臨界連續(xù)模式，采用準(zhǔn)諧振控制模式實現(xiàn)箝位管的谷底開通，優(yōu)化了變換器的效率.黃陽強研究了雙管反激變換器[16]工作在勵磁電感電流單向工作模式下的工作原理和工作特性，在傳統(tǒng)雙管反激變換器基礎(chǔ)上，提出一種準(zhǔn)諧振軟開關(guān)雙管反激變換器，所有開關(guān)管電壓應(yīng)力箝位在輸入電壓，實現(xiàn)了開關(guān)管的0電壓導(dǎo)通，減小了開關(guān)管的開通損耗.同時漏感能量回饋到輸入端，降低了開關(guān)管的關(guān)斷損耗，進一步提高變換器的效率.薛凌雪針對傳統(tǒng)的有源箝位反激變換器0電壓導(dǎo)通依賴于漏感與原邊箝位電容器之間的諧振，導(dǎo)致一次均方根電流(RMS)增加，導(dǎo)通損耗高，阻礙同步整流實施的缺點，提出了一種副邊諧振方案[17]，通過降低RMS的方式來整定原邊電流波形，以顯著改善同步整流的工作環(huán)境.

但在國內(nèi)外眾多研究中，對有源箝位反激變換器的能量傳輸過程[18]研究較少.由于其能量傳輸過程比反激變換器要復(fù)雜得多，單管、單變壓器結(jié)構(gòu)在整個輸入電壓和負載動態(tài)范圍內(nèi)可出現(xiàn)3種能量傳輸模式，且輸出紋波電壓同時受箝位電容和變壓器電感的影響.因此，了解有源箝位反激變換器工作于各模式的臨界條件及輸出紋波電壓隨箝位電容和變壓器電感的變化關(guān)系，對設(shè)計出滿足預(yù)期指標(biāo)的變換器至關(guān)重要.

1 變換器組成及能量傳輸模式

1.1 拓撲結(jié)構(gòu)及工作模式劃分

有源箝位反激變換器的等效拓撲結(jié)構(gòu)如圖1所示.圖1中Q1，Qc分別為主開關(guān)管和箝位管，Cc為箝位電容，Lm，Lr分別為變壓器勵磁電感和漏感，Do為整流二極管，Co為輸出濾波電容.

根據(jù)變換器在主管導(dǎo)通時刻副邊電流iDo的大小，可以將其分為3種工作模式：當(dāng)Q1導(dǎo)通時，iDo未降至0，則電路處于連續(xù)導(dǎo)電模式(CCM)；當(dāng)Q1導(dǎo)通時，iDo已降至0，則電路處于斷續(xù)導(dǎo)電模式(DCM)；當(dāng)Q1關(guān)斷時，漏感電流iLr恰好等于勵磁電感電流iLm，則電路處于臨界導(dǎo)電模式(CRM).

1.2 DCM能量傳輸模式

有源箝位反激變換器主開關(guān)管Q1和箝位管Qc處于0電壓關(guān)斷工作狀態(tài).當(dāng)變換器工作于DCM時，在一個開關(guān)周期內(nèi)，負載能量的供給存在4個階段，如圖2所示.

階段1[t2,t3)：主開關(guān)管Q1導(dǎo)通時，原邊電感電流iLm從0開始線性上升，一次側(cè)電感存儲能量，此時負載側(cè)由副邊電感和輸出電容共同供能(0

階段2[t3,t3a)：主開關(guān)管Q1關(guān)斷時，原邊存儲的能量耦合到副邊，流過二極管的電流iDo繼續(xù)上升.此時iDo大于Io，副邊電感單獨為負載供能(Io

階段3(t3a～t4)：副邊電流iDo逐漸減小，當(dāng)其值小于輸出電流Io時，電感儲能不足，副邊電感和輸出電容共同給負載供能(0

階段4[t4,t5)：當(dāng)副邊電流iDo下降至0后，僅輸出電容為負載供能(iDo=0).

1.3 CCM能量傳輸模式

當(dāng)變換器工作于CCM時，負載側(cè)存在2種能量傳輸模式，即副邊電流iDo大于輸出電流Io和副邊電流iDo小于輸出電流Io.

當(dāng)副邊電流iDo大于輸出電流Io時，負載能量供給存在2個階段，如圖3(a)所示.

階段1[t2,t3)：主開關(guān)管Q1導(dǎo)通時，原邊電感電流從0開始線性上升，一次側(cè)電感儲能，此時副邊電感和輸出電容同時給負載供能(0

階段2[t3,t4)：主開關(guān)管Q1關(guān)斷時，原邊儲能量通過變壓器耦合至副邊電感中，副邊電流iDo線性下降，但在下一個開關(guān)周期到來時，其值仍大于輸出電流Io，負載由副邊電感單獨供能(Io

當(dāng)副邊電流iDo大于輸出電流Io時，負載的能量供給存在3個階段，如圖3(b)所示，其能量傳輸過程和DCM模式類似，此處不再贅述.

2 輸出紋波電壓分析

2.1 變換器工作于DCM模式時輸出紋波電壓分析

由于有源箝位反激變換器副邊電流呈非線性變化趨勢，故將漏感電流和輸出紋波電壓波形線性化處理，如圖2所示.同理，對不連續(xù)導(dǎo)電模式(DCM)的輸出紋波電壓分析也做同樣處理.

根據(jù)諧振電壓和電流關(guān)系，漏感電流在[t2,t5)階段內(nèi)為

iLr(t)=iLm(t2)cosω1(t-t2).

(1)

記t2為0時刻，則漏感電流在[t2,t3a)階段內(nèi)可近似為

iLr(t2-t3a)=iLm(t2)-(2iLm(t2)ω1t/π).

(2)

勵磁電感電流在[t2,t3a)階段內(nèi)線性下降，根據(jù)電感電流關(guān)系，可得勵磁電感電流為

iLm(t2-t3a)=iLm(t2)-(NVot/Lm),

(3)

則變壓器副邊電流在[t2,t3a)階段內(nèi)可表示為

(4)

同理，原邊漏感電流在[t3a,t5)階段內(nèi)可表示為

iLr(t3a-t5)=Kt+B,

(5)

勵磁電感電流iLm和副邊電流i2在[t3a,t5)時段內(nèi)刻分別表示為

iLm(t3a-t5)=iLm(t3a)-(NVot/Lm),

(6)

i2(t3a-t5)=Ht+I,

(7)

在Q1關(guān)斷后，[t3,t3a)時段內(nèi)輸出電容Co充電電流

(8)

因為t3a=π/ω1，記ic(t3)=0，將(3)式代入(8)式，可得輸出電容Co在[t3,t3a)時段內(nèi)的充電時間

(9)

故輸出電容Co在[t3,t3a)時段內(nèi)的電壓紋波為

(10)

ΔVC1=(Ioπ-Pω1)(Io(π+2Cπ)-Pω1)/(2CPπ2),

(11)

式中，P=Lmπ/(2IoLm+N2Vo(ω1(1-D)T-π)).

同理，輸出電容Co在[t3a,t4)時段內(nèi)充電電流為

ic(t3a-t4)=i2(t3a-t5)-Io=Ht+I-Io.

(12)

因為t3a=π/ω1，記ic(t4)=0，可得輸出電容Co在[t3a,t4)時段內(nèi)充電時間

Δt=t4-t3a=(Io-I)/H-(π/ω1).

(13)

記t3a為0時刻，則輸出電容Co在[t3a,t4)時段內(nèi)的電壓紋波為

(14)

(15)

由(11)和(15)式得

(16)

由(16)式知，當(dāng)有源箝位反激變換器工作于DCM模式時，在輸入電壓、開關(guān)頻率、負載和輸出電容一定情況下，輸出紋波電壓隨變壓器電感和箝位電容的增大而增大.

2.2 變換器工作于CCM模式時輸出紋波電壓分析

當(dāng)有源箝位反激變換器工作于CCM模式時，電流波形和輸出紋波電壓波形如圖4所示.

在Q1關(guān)斷后的[t3,t3a)時間段內(nèi)，輸出電容Co的電壓紋波同DCM模式，此處不再贅述.下面分析輸出電容Co在[t3a,t4)時段內(nèi)的輸出電壓紋波.

在Q1關(guān)斷后，輸出電容Co在[t3a,t4)時段內(nèi)的充電電流

ic(t3a-t4)=i2(t3a-t4)-Io=

Ht+I-Io.

(17)

因為t3a=π/ω1，記ic(t4)=0，可得輸出電容Co在[t3a,t4)時段內(nèi)的充電時間

(18)

記t3a為0時刻，則輸出電容Co在[t3a,t4)時段內(nèi)的電壓紋波

(19)

(20)

輸出電容Co在[t4,t5)時段內(nèi)的充電電流為

ic(t4-t5)=i2(t4-t5)-Io=Mt+G-Io,

(21)

式中，M=H(i2(t4)-Io)/(Io-I-TH)，G=Io-MT，i2(t4)=Io-TH.

因為t4=(Io-I)/H，記ic(t5)=0，可得輸出電容Co在[t4,t5)時段內(nèi)的充電時間

Δt=t4-t5=((Io-I)/H)-T.

(22)

記t4為0時刻，則輸出電容Co在[t4,t5)時段內(nèi)的電壓紋波為

(23)

在Q1關(guān)斷期間，輸出電容Co的電壓紋波為3部分之和.根據(jù)式(10)，(20)和(23)式得

(24)

式中，E=Vo(ω1(1-D)+π)N2.

由上式知，當(dāng)變換器工作于CCM模式時，在負載、開關(guān)頻率、變壓器匝比和輸出電容一定的情況下，輸出紋波電壓隨箝位電容Cc的增大而減小，與變壓器電感Lm無關(guān).

3 仿真及實驗驗證

為了驗證上述理論分析，研制了一臺試驗樣機，樣機參數(shù)如表1所示.取變壓器一次電感Lm和箝位電容Cc的變化范圍分別為[100，800]μH和[200，800]nF，由(16)和(25)式可得輸出紋波電壓與變壓器勵磁電感Lm和箝位電容Cc的關(guān)系(圖4).

表1 樣機參數(shù)

將表1中參數(shù)帶入(1)，(10)～(11)式，計算出輸出負載電流Io=2 A，LC=112.8 μH，LC'=467.2 μH.當(dāng)Lm分別取330 μH和550 μH時，此時對應(yīng)的漏感Lr分別為4 μH和9 μH，變換器處于DCM和CCM工作模式，將表1參數(shù)及Lm值代入(16)和(24)式中，得出輸出紋波電壓的理論值分別為49 mV，68 mV.為驗證理論分析的正確性，通過SIMetrix-SIMPLIS仿真軟件和實驗樣機測試，得到不同條件下的輸出電壓Vo的波形如圖5(a,b)所示.

受元器件寄生參數(shù)等影響，實驗所得紋波電壓略大于仿真值，但其變化趨勢與理論分析一致.

由圖5可以看出，當(dāng)開關(guān)頻率f，輸出電壓Vo，變壓器匝比N和輸出電容Co在一定條件下，勵磁電感Lm取值不同，變換其輸出紋波電壓有所差異.從圖5的仿真與試驗波形可以得出，當(dāng)箝位電容固定不變時，當(dāng)勵磁電感電感Lm分別取330 μH和550 μH時，輸出紋波電壓隨著勵磁電感Lm增大而減小.

取變壓器電感Lm=330 μH，當(dāng)箝位電容Cc分別為220 nF和300 nF時，對應(yīng)的輸出紋波電壓Vo的波形分別如圖6(a,b)所示.當(dāng)箝位電容Cc取220 nF和470 nF時，變換器對應(yīng)輸出紋波電壓分別為14.2 mV和9.6 mV.即當(dāng)變壓器電感Lm不變時，變換器輸出紋波電壓隨箝位電容的增大而減小.

綜上所述，仿真與試驗波形和理論分析一致.

4 結(jié) 論

通過對有源箝位反激變換器能量傳輸模式和輸出紋波電壓進行深入分析，得出如下結(jié)論.

1)根據(jù)主開關(guān)管Q1開通時流過副邊整流二極管電流iDo的大小，將有源箝位變換器劃分為3種工作模式DCM，CRM和CCM.研究了變換器相對于輸出電容Co的能量傳輸過程，當(dāng)變換器處于DCM模式時，存在一種能量傳輸模式；處于CCM模式時，存在2種能量傳輸模式.

2)分析了有源箝位反激變換器工作于2種模式下輸出紋波電壓隨變壓器電感和箝位電容的變化關(guān)系.在給定輸出電壓、開關(guān)頻率、負載、占空比、變壓器匝比和輸出電容參數(shù)情況下，變換器工作于DCM模式時，輸出紋波電壓隨變壓器電感和箝位電容的增大而減小；工作于CCM模式時，輸出紋波電壓與變壓器電感無關(guān)，隨箝位電容的增大而減小.因此，變換器工作于CCM與DCM之間的臨界電感即為使得輸出紋波電壓最小的變壓器電感.這對變換器的參數(shù)優(yōu)化具有重要指導(dǎo)意義.