基于相位編碼波形捷變和CFAR技術(shù)的抗同頻干擾

夏 棟, 張凱旋, 丁友寶, 李寶鵬

(海軍航空大學(xué)青島校區(qū), 山東 青島 266041)

0 引 言

現(xiàn)代戰(zhàn)爭(zhēng)具有信息化、多維度、智能化的特點(diǎn),復(fù)雜電磁環(huán)境下頻譜資源的使用變得緊張,己方多部同頻段雷達(dá)需要在稀缺的頻譜資源內(nèi)設(shè)置合適的工作頻點(diǎn)以避免同頻干擾。并且隨著電子對(duì)抗偵察技術(shù)的進(jìn)步,敵方會(huì)利用偵查到的雷達(dá)工作參數(shù)有針對(duì)性地對(duì)特定型號(hào)的雷達(dá)施加同頻干擾。由于同頻干擾同時(shí)具有壓制干擾和欺騙干擾的特點(diǎn),會(huì)嚴(yán)重削弱雷達(dá)的探測(cè)能力,研究如何提升雷達(dá)的抗同頻干擾能力是一項(xiàng)具有重要意義的工作。許多專家學(xué)者在這方面做了大量研究,比較典型的抗同頻干擾技術(shù)包括時(shí)域多脈沖相關(guān)法、相鄰周期反異步法,改變雷達(dá)工作頻率,改變發(fā)射信號(hào)形式,降低天線副瓣增益或采用副瓣對(duì)消等,這些措施對(duì)抗同頻干擾特別是同頻異步干擾有一定效果,但是抗干擾效果并不穩(wěn)定,且隨著設(shè)備數(shù)量增加而降低。雷達(dá)發(fā)射波形設(shè)計(jì)抗干擾是近些年的研究熱點(diǎn),國外學(xué)者在這方面開展研究較早,近些年國內(nèi)相關(guān)成果越來越多,因此通過設(shè)計(jì)良好的抗干擾波形并在接收端對(duì)接收回波信號(hào)進(jìn)行特定處理、解決同頻干擾問題是本文研究的重點(diǎn)。

1 同頻干擾形成原理分析

同頻干擾原本表現(xiàn)為己方同型號(hào)或同頻率雷達(dá)間的電磁互擾。當(dāng)局部環(huán)境中同型號(hào)或者同頻率的兩部雷達(dá)發(fā)射波形相同或相似且同時(shí)工作在同一或相近頻點(diǎn)時(shí),相互間會(huì)產(chǎn)生嚴(yán)重的互擾。而隨著雷達(dá)對(duì)抗和電子戰(zhàn)技術(shù)的不斷進(jìn)步,同頻干擾已成為一種對(duì)雷達(dá)進(jìn)行有效干擾的常見手段。依據(jù)存在干擾的兩部雷達(dá)間脈沖重復(fù)頻率(pulse repitition frequency, PRF)不同,存在兩類同頻干擾:同步干擾和異步干擾,對(duì)應(yīng)平面顯示器(plan position indicator, PPI)原始回波顯示畫面如圖1所示。

圖1 同頻干擾下雷達(dá)PPI畫面Fig.1 Radar PPI display of co-channel interference

1.1 同頻同步干擾

當(dāng)存在互擾的兩部雷達(dá)具有相同的或存在倍數(shù)關(guān)系的PRF時(shí),被干擾雷達(dá)PPI顯示有圓圈狀的干擾線族,被稱為同頻同步干擾。其干擾的產(chǎn)生機(jī)理如圖2所示。

圖2 同頻同步干擾產(chǎn)生機(jī)理Fig.2 Generation principle of synchronous co-channel interference

圖2中被干擾雷達(dá)發(fā)射信號(hào)脈寬為、脈沖重復(fù)頻率為PRF1,干擾雷達(dá)脈沖脈寬為、脈沖重復(fù)頻率為PRF2。如果兩部雷達(dá)的PRF相等,即PRF1=PRF2,那么互擾雙方發(fā)射脈沖存在一個(gè)固定的時(shí)間間隔Δ。干擾方發(fā)射脈沖經(jīng)過一定時(shí)間Δ(假設(shè)兩雷達(dá)相距,則Δ=/c,c為光速)后會(huì)被被干擾雷達(dá)接收,在被干擾雷達(dá)PPI中對(duì)應(yīng)的距離可由式(1)計(jì)算得到,其跨越的距離寬度為=c。

Δ=cΔ+cΔ

(1)

由于Δ和Δ為定值,干擾出現(xiàn)的距離不隨時(shí)間變化,表現(xiàn)PPI中為干擾同心圓圓環(huán)。當(dāng)兩雷達(dá)PRF互為整數(shù)倍關(guān)系時(shí)被干擾方PPI也會(huì)顯示類似的同心干擾圓環(huán)或圓環(huán)族,此處不再贅述。

1.2 同頻異步干擾

如果存在互擾的兩部雷達(dá)具有不同的PRF且PRF間不存在倍數(shù)關(guān)系,被干擾雷達(dá)PPI顯示有螺旋線形狀干擾,被稱為同頻異步干擾。其干擾機(jī)理與同頻同步干擾類似,但是形成過程更為復(fù)雜,如圖3所示。

圖3 同頻異步干擾產(chǎn)生機(jī)理Fig.3 Generation principle of asynchronous co-channel interference

干擾雙方發(fā)射脈沖寬度分別為和、重頻PRF1≠PRF2,雙方PRF不同引起的脈沖重復(fù)時(shí)間(pulse repetition time, PRT)差值為Δ=1/PRF1-1/PRF2。那么,兩雷達(dá)發(fā)射脈沖之間的時(shí)間間隔會(huì)隨著脈沖重復(fù)周期的增加而積累,其值可根據(jù)下式得到：

Δ=Δ+·Δ

(2)

若干擾雷達(dá)發(fā)射脈沖到達(dá)被干擾雷達(dá)所用時(shí)間仍設(shè)為,那么干擾出現(xiàn)的距離值計(jì)算公式為

Δ=cΔ+cΔ

(3)

由于Δ隨時(shí)間步進(jìn)變化,干擾出現(xiàn)的距離Δ也隨時(shí)間步進(jìn)變化,因此在PPI顯示為距離逐漸變化的螺旋線。通過觀察很容易發(fā)現(xiàn),隨著雷達(dá)發(fā)射脈沖數(shù)的增加,兩雷達(dá)發(fā)射脈沖之間的時(shí)間間隔Δ=Δ+·Δ會(huì)大于我方雷達(dá)的脈沖重復(fù)周期,同頻干擾脈沖形成跨脈沖重復(fù)周期現(xiàn)象。

需要注意的是,若同頻干擾類型為同步干擾,被干擾方采用參差重頻(破壞雙方之間的PRF關(guān)系)可以消除同步干擾,但是干擾形式將會(huì)轉(zhuǎn)變?yōu)楫惒礁蓴_,此時(shí)可采用相鄰周期反異步算法消除異步干擾。上述方法是目前抗同頻干擾的主要做法。

1.3 雷達(dá)發(fā)射波形與同頻干擾建模

假設(shè)雷達(dá)發(fā)射一組含有個(gè)脈沖信號(hào)的波形,可表示為

=[()，(), …,()]

(4)

式中：()表示第個(gè)PRT內(nèi)雷達(dá)發(fā)射信號(hào)。假設(shè)目標(biāo)回波的波形與發(fā)射波形相同(此處不考慮距離模糊),那么接收到的目標(biāo)回波如下：

==[(),(), …,()]

(5)

干擾雷達(dá)連續(xù)發(fā)射的個(gè)脈沖波形,假設(shè)干擾信號(hào)不采用脈沖間波形捷變,且與被干擾雷達(dá)發(fā)射的第一個(gè)脈沖的波形相同,在不考慮幅度差異的情況下()=(),則被干擾雷達(dá)接收到干擾信號(hào)的波形如下:

=[(),(), …,()]=[(),(), …,()]

(6)

第個(gè)脈沖重復(fù)周期內(nèi)雷達(dá)接收到信號(hào)(含目標(biāo)回波和同頻干擾)可表示為

()=()+()+()

(7)

式中:()表示加性高斯白噪聲。

2 相位編碼脈沖壓縮及壓縮失配分析

2.1 相位編碼脈沖壓縮

脈沖壓縮體制的雷達(dá)對(duì)回波信號(hào)處理時(shí),將接收到的回波輸入到一個(gè)壓縮網(wǎng)絡(luò)(匹配濾波器),將寬脈沖變成窄脈沖以提高雷達(dá)的距離分辨率。顯然,脈壓后回波的信噪比越高,越有利于檢測(cè)目標(biāo)。那么就需要設(shè)計(jì)理想壓縮網(wǎng)絡(luò)(),使得壓縮后獲得最大信噪比的信號(hào)。由匹配濾波原理可知,如果發(fā)射信號(hào)時(shí)域表示形式為(),經(jīng)過傅里葉變換后對(duì)應(yīng)頻域表示形式為(),那么白噪聲條件下信噪比最大對(duì)應(yīng)的響應(yīng)函數(shù)頻域表示形式如下：

()=()e-j

(8)

或者表示為時(shí)域的傳遞函數(shù)：

()=(-)

(9)

此時(shí)接收機(jī)的頻率響應(yīng)與發(fā)射信號(hào)相匹配,能輸出最高信噪比的信號(hào),這就是所謂的匹配濾波。

式(7)所示的混有干擾的目標(biāo)回波信號(hào)通過匹配網(wǎng)絡(luò)進(jìn)行匹配濾波后,目標(biāo)回波信號(hào)被壓縮而幅度被增強(qiáng),回波中的雜波和噪聲干擾由于失配不能實(shí)現(xiàn)壓縮的效果,有利于提高信噪比和目標(biāo)檢測(cè)。這一點(diǎn)也給了我們啟發(fā),通過改變波形和對(duì)應(yīng)的匹配濾波器,使同頻干擾不再與新濾波器相匹配,經(jīng)過新匹配濾波器后的干擾輸出將與被壓縮的信號(hào)產(chǎn)生差別,以此為依據(jù)提取出有用的目標(biāo)信號(hào)。

相位編碼信號(hào)是現(xiàn)代雷達(dá)常用的脈沖壓縮信號(hào)形式,它采用離散的相位調(diào)制，可以有效增大信號(hào)的等效帶寬。相位編碼信號(hào)具有恒定的載頻,在脈沖信號(hào)的持續(xù)時(shí)間里,絕對(duì)相位以恒定的間隔在兩個(gè)或多個(gè)確定值之間進(jìn)行變換,可以把這個(gè)信號(hào)看作是個(gè)脈沖寬度為的連續(xù)子脈沖()的集合,所有的子脈沖都具有相同的載頻,但是都有著各自的相位狀態(tài),即

(10)

(11)

相位編碼信號(hào)有二相編碼和多相編碼兩種類型。其中,二相編碼信號(hào)僅含有兩個(gè)相位狀態(tài),一般為0和π;而多相編碼信號(hào)具有兩個(gè)以上不同的相位狀態(tài)。多相碼雖然具有更多的相位狀態(tài)和更靈活的編碼樣式,但是編碼與信號(hào)處理過程非常復(fù)雜,故多數(shù)情況下仍選用二相編碼,如巴克碼、序列、Gold序列等。

相位編碼信號(hào)復(fù)數(shù)形式可表示為

()=()ej()ej2π=()ej2π

(12)

式中:()=()ej()為復(fù)包絡(luò);()是相位調(diào)制函數(shù),它在子脈沖的持續(xù)時(shí)間里保持不變。對(duì)于二相編碼信號(hào),()=0,π,或者以二進(jìn)制序列∈{+1,-1}表示。如果設(shè)()為矩形函數(shù),即

(13)

那么二相編碼信號(hào)的復(fù)包絡(luò)可以表示為

(14)

式中：為子脈沖寬度;()為子脈沖復(fù)包絡(luò);為子脈沖個(gè)數(shù);=為整個(gè)信號(hào)的脈沖寬度。

雷達(dá)對(duì)發(fā)射脈沖波形的要求:主峰應(yīng)盡可能的大,旁瓣應(yīng)盡可能的小。在有限的二相編碼序列中,巴克碼序列為最常用的編碼序列,它具有理想的自相關(guān)特性。巴克碼編碼序列只有 7 種,子脈沖長度分別為2、3、4、5、7、11和13,如表1所示,已經(jīng)證明巴克碼的最大長度為 13 位。

表1 巴克碼編碼序列Table 1 Sequence of Barker code

雖然巴克碼比較理想,但其子脈沖數(shù)較少,這就使信號(hào)的主旁瓣比無法再提高更多,也就是壓縮比不能更優(yōu)。為了突破巴克碼長度的限制,提高巴克碼子脈沖數(shù),出現(xiàn)了組合巴克碼的信號(hào)形式,它是將一種巴克碼當(dāng)作另一種巴克碼的子碼組合而成的,這樣組合巴克碼的長度就遠(yuǎn)遠(yuǎn)大于一般巴克碼的長度,能獲得更高的效益。如果將位巴克碼序列記為,則通過?可以構(gòu)造×位的編碼(?表示克羅內(nèi)克積),即組合巴克碼,這樣壓縮比會(huì)大大提高?？肆_內(nèi)克積是將碼重復(fù)次,每次重復(fù)都與碼中對(duì)應(yīng)的元素相乘。例如,20位編碼可以通過?構(gòu)成,即

?={1,1,1,-1}?{1,1,1,-1,1}= (1){1,1,1,-1,1}+(1){1,1,1,-1,1}+…+ (-1){1,1,1,-1,1}= {1,1,1,-1,1,1,1,1,-1,1,1,1,1,-1,1,-1,-1,-1,1,-1}

(15)

2.2 脈沖壓縮失配性分析

(16)

式中：()表示目標(biāo)回波的脈壓輸出結(jié)果;()則指干擾的脈壓輸出結(jié)果;符號(hào)*是指卷積運(yùn)算。從式(16)中可以看出,目標(biāo)回波與脈壓系數(shù)是匹配的,而干擾與脈壓系數(shù)是失配的。以此為基礎(chǔ)，本節(jié)對(duì)不同形式的兩級(jí)相位編碼信號(hào)的脈壓適配性進(jìn)行了仿真分析。

圖4給出了式(14)中編碼的自相關(guān)函數(shù)。信號(hào)最高旁瓣值的幅度為5,因此旁瓣峰值僅是自相關(guān)峰值的14,而不是采用20位巴克碼時(shí)對(duì)應(yīng)的120。采用組合巴克碼雖然突破了一般巴克碼長度的限制,但其自相關(guān)函數(shù)的副瓣特性發(fā)生改變。其旁瓣值會(huì)較一般巴克碼有所增大,但在信號(hào)處理上可以使用加權(quán)函數(shù)抑制較高的旁瓣,就可以得到理想的信號(hào)輸出,進(jìn)而體現(xiàn)了組合巴克碼長度的優(yōu)勢(shì),這就讓組合巴克碼具有較高的實(shí)用價(jià)值。

圖4 20位合成碼自相關(guān)函數(shù)Fig.4 20 bit combined code autocorrelation function

以上文分析為基礎(chǔ),對(duì)7×7位的組合碼發(fā)射信號(hào)、干擾信號(hào)和目標(biāo)信號(hào)進(jìn)行仿真,并對(duì)仿真結(jié)果進(jìn)行分析。信號(hào)參數(shù)設(shè)置為:脈沖重復(fù)頻率PRF=40 μs,脈沖寬度=5 μs,圖5是接收到的干擾信號(hào)和目標(biāo)信號(hào),左為干擾信號(hào),右為目標(biāo)信號(hào),為簡化運(yùn)算暫不考慮干擾與目標(biāo)信號(hào)等幅度差異,并采用歸一化幅度。

圖5 接收到的干擾與目標(biāo)信號(hào)Fig.5 Interference and echo signal received

下面對(duì)信號(hào)脈壓濾波器失配后的輸出情況進(jìn)行仿真分析。設(shè)定目標(biāo)回波與發(fā)射信號(hào)形式相同,采用7×7位組合碼元:[1,1,1,-1,-1,1,-1]?[1,1,1,-1,-1,1,-1]。通過變化碼元值或者碼元長度改變編碼方式,不改變脈壓濾波器使信號(hào)處于失配狀態(tài),對(duì)脈壓失配進(jìn)行仿真結(jié)果如圖6和圖7所示,圖中脈壓輸出結(jié)果中干擾在左邊,目標(biāo)信號(hào)在右邊。

圖6 改變碼元值時(shí)的脈壓輸出Fig.6 Pulse compression output with code unit changed

圖7 改變組合碼長度時(shí)的脈壓輸出Fig.7 Pulse compression output with combined codes lengh changed

從上面的仿真結(jié)果中可分析得到:

(1) 組合碼脈沖信號(hào)與匹配濾波器匹配時(shí),輸出信號(hào)對(duì)稱、峰值很高且十分規(guī)則,可以將目標(biāo)信號(hào)很容易地識(shí)別出來;

(2) 在不匹配的情況下,輸出信號(hào)圖形雜亂、幅度低、持續(xù)時(shí)間較長,改變碼元值、改變碼元值的個(gè)數(shù)和位置的不同,以及碼元長度都會(huì)影響到信號(hào)形式變化:① 長度不變、改變碼元值,輸出信號(hào)仍較為規(guī)則、有明顯的峰值,干擾仍有較大可能被檢測(cè)出來,而且改變碼元位置的不同,也會(huì)影響到輸出信號(hào)的形式;② 碼元的長度會(huì)影響到信號(hào)脈壓之后的長度,碼元數(shù)量多,輸出信號(hào)長度就長,長度的增加會(huì)使信號(hào)失配程度變大,輸出變得雜亂、無規(guī)則,無明顯峰值,形式類似于背景噪聲。

因此,可以利用失配輸出在信號(hào)波形特征上的不同,濾除掉干擾信號(hào)、提取出目標(biāo)信號(hào),本文采用的識(shí)別方法為恒虛警(constant false-alarm rate, CFAR)檢測(cè)技術(shù)。

3 相位編碼與CFAR聯(lián)合抗同頻干擾

CFAR技術(shù)是從背景噪聲、雜波、干擾中自動(dòng)檢測(cè)目標(biāo)的有效途徑,它通過對(duì)背景信息進(jìn)行計(jì)算給出一個(gè)自適應(yīng)的檢測(cè)閾值,保證雷達(dá)虛警概率恒定的情況下檢測(cè)出目標(biāo)。CFAR的一個(gè)關(guān)鍵是要求背景均勻(類似噪聲),通過前文對(duì)組合碼脈壓失配效果的分析可知,匹配濾波可有效破壞干擾的規(guī)則輸出,使其變得雜亂、無規(guī)則、無明顯峰值、更接近于雜波,這為我們利用CFAR從失配后的干擾信號(hào)中檢測(cè)出目標(biāo)提供了可能。

3.1 CFAR門限計(jì)算

CFAR是現(xiàn)代雷達(dá)信號(hào)處理中一項(xiàng)重要的技術(shù),在雷達(dá)信號(hào)檢測(cè)領(lǐng)域具有重要的地位。CFAR檢測(cè)根據(jù)信號(hào)所處雜波背景動(dòng)態(tài)給出檢測(cè)閾值,能夠有效降低雷達(dá)系統(tǒng)中雜波導(dǎo)致的虛警概率。由于不同雜波、干擾等起伏特性差別較大,CFAR檢測(cè)門限計(jì)算存在多種方法,如單元平均、有序CFAR、噪聲CFAR等。其中單元平均是最常見的CFAR檢測(cè)器,根據(jù)適用場(chǎng)合的不同單元平均CFAR檢測(cè)器又分為初始單元平均(CA)、單元平均取大(GO)和單元平均取小(SO)3種,以上3種檢測(cè)器在保證檢測(cè)概率的前提下對(duì)于降低虛警概率具有不同的效果。圖8為典型CFAR檢測(cè)器原理圖,其中中間為3個(gè)保護(hù)單元,前后各包括個(gè)參考單元。

圖8 CFAR檢測(cè)器原理圖Fig.8 Flow chart of CFAR detection

當(dāng)采用CA-CFAR時(shí)其檢測(cè)門限為

(17)

圖9 5×13位組合碼的CFAR檢測(cè)門限Fig.9 CFAR detection threshold of 5×13 bits combined codes

圖9中門限單元是依據(jù)選取的保護(hù)單元個(gè)數(shù)重新對(duì)距離單元的劃分,縱坐標(biāo)是檢測(cè)門限的幅度。

改變發(fā)射信號(hào)相位編碼方式和對(duì)應(yīng)的匹配濾波器,此時(shí)干擾信號(hào)處于脈壓失配狀態(tài),其輸出特征將如圖7中干擾信號(hào)所示。按圖8計(jì)算得到CFAR門限值并進(jìn)行門限檢測(cè)處理,由于脈壓失配后的干擾輸出具有了部分雜波的特征,有可能從中檢測(cè)出有用的目標(biāo)回波。下面通過仿真分析利用CFAR門限檢測(cè)從壓縮失配的同頻干擾中檢測(cè)出有用目標(biāo)回波信號(hào)的效果。

3.2 CFAR抗同頻干擾仿真分析

相位編碼信號(hào)是一種離散信號(hào),改變其碼元值或者碼長并更新脈沖壓縮濾波器,更新后的脈壓濾波與改變后的新編碼波形匹配,而與同頻干擾信號(hào)處于脈壓失配狀態(tài),此時(shí)再經(jīng)過脈壓處理后輸出的兩種信號(hào)形式上有著明顯的差異。以失匹配信號(hào)在波形形式的差異為抗干擾仿真依據(jù),進(jìn)行CFAR門限檢測(cè),提取出有用的目標(biāo)回波信號(hào)。

設(shè)雷達(dá)發(fā)射初始波形為7×7位組合相位編碼,同頻干擾采用相同的發(fā)射波形,雷達(dá)通過改變波形編碼和對(duì)應(yīng)脈壓濾波器對(duì)抗同頻干擾,同頻干擾發(fā)射波形不變化,虛警概率設(shè)為10。改變波形后編碼的具體形式可根據(jù)兩級(jí)位長和表1通過克羅內(nèi)克積運(yùn)算得到,不同編碼發(fā)射信號(hào)的CFAR檢測(cè)輸出仿真結(jié)果如圖10所示,左邊為干擾信號(hào),右邊為目標(biāo)信號(hào)。

圖10 不同編碼形式脈壓后信號(hào)的CFAR檢測(cè)輸出Fig.10 Output signal of CFAR detection after pulse compression for different encoding ways

從仿真結(jié)果中可以看出,信號(hào)碼元改變后,失配的干擾信號(hào)經(jīng)過CFAR門限檢測(cè)被有效濾除掉。對(duì)于目標(biāo)輸出的結(jié)果,其受組合碼長度的影響,在改變的組合碼長度較小時(shí),目標(biāo)信號(hào)經(jīng)過門限檢測(cè)能夠被篩選出來,但在組合碼長度較長時(shí),比如7×11位與11×11位組合碼,目標(biāo)信號(hào)的匹配濾波輸出旁瓣值較高,導(dǎo)致了CFAR檢測(cè)出現(xiàn)多個(gè)目標(biāo),無法正常篩選出真實(shí)目標(biāo)信號(hào)。這說明利用相近碼長的編碼形式,更容易對(duì)抗掉同頻干擾;當(dāng)采用碼長差別較大的編碼形式時(shí),需要對(duì)旁瓣先進(jìn)行加窗抑制后再進(jìn)行CFAR檢測(cè)。

當(dāng)同頻干擾來源不同時(shí),干信比(jamming to signal ratio, JSR)變化范圍可能較大,這可能會(huì)影響CFAR檢測(cè)的結(jié)果。如果同頻干擾源為敵方干擾機(jī),由于干擾機(jī)發(fā)射干擾功率小于雷達(dá)本身的功率、干擾機(jī)天線增益小于雷達(dá)本身的天線增益,干擾信號(hào)可能強(qiáng)于目標(biāo)回波,但是JSR不會(huì)特別大;如果干擾源為己方同頻雷達(dá),那么由于干擾信號(hào)單程傳播等優(yōu)勢(shì),JSR將可能會(huì)非常大。由于雷達(dá)接收機(jī)具有保護(hù)電路和自動(dòng)增益控制(automatic gain control, AGC)處理過程,干擾信號(hào)過強(qiáng)將會(huì)被削弱,JSR會(huì)被限制在一定的范圍內(nèi)。下面采用5×11位發(fā)射波形對(duì)抗7×7位干擾波形,對(duì)JSR分別為20 dB、60 dB和80 dB的情況進(jìn)行了仿真。

由圖11～圖13可以看出,相位編碼和CFAR聯(lián)合抗同頻干擾適用于JSR較大的情況,當(dāng)JSR<60 dB時(shí)該方法能夠正確檢測(cè)出目標(biāo)。遇到JSR極大的情況(JSR=80 dB)時(shí),本文提供的方法仍然能夠有效抑制同頻干擾,但是目標(biāo)回波壓縮后的距離卻產(chǎn)生虛警,可以通過對(duì)距離旁瓣進(jìn)行加窗抑制后去除。

圖11 JSR=20 dB時(shí)CFAR檢測(cè)結(jié)果Fig.11 CFAR output when JSR=20 dB

圖12 JSR=60 dB時(shí)CFAR檢測(cè)結(jié)果Fig.12 CFAR output when JSR=60 dB

圖13 JSR=80 dB時(shí)CFAR檢測(cè)結(jié)果Fig.13 CFAR output when JSR=80 dB

本文針對(duì)CA-CFAR檢測(cè)器在固定保護(hù)單元、虛警概率下不同JSR對(duì)抗干擾效果的影響進(jìn)行了研究,事實(shí)上此方法的抗干擾性能還受到背景參考單元統(tǒng)計(jì)分布、CFAR檢測(cè)器設(shè)計(jì)、虛警概率等因素的影響,這些影響因素的詳細(xì)分析將在后續(xù)工作中進(jìn)一步研究。

4 結(jié) 論

同頻干擾同時(shí)具有壓制干擾和欺騙干擾的優(yōu)勢(shì),在雷達(dá)干擾中出現(xiàn)的頻率越來越高。通過改變雷達(dá)發(fā)射信號(hào)的相位編碼波形,并在接收端更新匹配的壓縮濾波器,可以使干擾信號(hào)處于脈沖壓縮失配狀態(tài),再通過CFAR技術(shù)對(duì)濾波后的目標(biāo)回波和干擾信號(hào)進(jìn)行處理,可以有效濾除同頻干擾信號(hào)。仿真結(jié)果表明,當(dāng)設(shè)置合理的兩級(jí)相位編碼波形經(jīng)過匹配濾波后,經(jīng)過CFAR能夠有效提取出目標(biāo)回波信號(hào),并且對(duì)大干信比的強(qiáng)同頻干擾具有較好的適應(yīng)性。