副邊無補償?shù)木o耦合旋轉式無線供電技術

連鴻強，麥瑞坤，李才洪，周瑋，李恒

(1. 中鐵工程服務有限公司，四川 成都 610036；2. 西南交通大學，四川 成都 611756)

盾構機刀盤是一個帶有多個進料槽的切削盤體，位于盾構機的最前部，用于切削土體，是盾構機上直徑最大的部分，也是其開展掘進作業(yè)的的關鍵部件，工程人員需要在刀盤上布置大量傳感器以監(jiān)測其工作狀態(tài)。傳統(tǒng)刀盤傳感器采用碳刷供電，但是在旋轉工況下，碳刷極易磨損，產生過熱及火花，需要定期維護，難以適應盾構機惡劣的施工環(huán)境。為了解決這些問題，有學者提出采用無線供電(wireless power supply，WPS)技術的新供電思路。

WPS技術作為新興的供電模式[1-3]，從根本上消除了電氣接口的物理接觸，具有靈活便捷、安全可靠等優(yōu)勢[4-10]，是盾構機刀盤供電的優(yōu)選方案。眾多國內外學者針對旋轉設備的無線供電技術進行了研究。針對旋轉WPS系統(tǒng)的控制問題，文獻[11]提出基于預測控制的LLC諧振頻率追蹤控制方法，該方法簡單且采樣環(huán)節(jié)易于實現(xiàn)，可以在輕載下跟蹤諧振頻率，克服了諧振元器件參數(shù)波動對電壓增益的影響；文獻[12]分析了強耦合下非接觸式電滑環(huán)系統(tǒng)的特性，系統(tǒng)為三相系統(tǒng)，補償拓撲選用串/串結構，采用無中線的三相星形結構消除3次諧波，采用不對稱控制方式實現(xiàn)寬范圍的軟開關；文獻[13]設計了一套完整的旋轉設備無線供電系統(tǒng)，采用LCC/S拓撲，副邊增加Buck變換器，通過閉環(huán)控制保證輸出穩(wěn)定性、準確性；文獻[14]將LLC拓撲應用到近距離無線供電系統(tǒng)中，調整控制信號與次級電流同相，以實現(xiàn)自動頻率追蹤，降低了線圈氣隙對系統(tǒng)諧振頻率和電壓增益的影響。

有學者利用旋轉設備的特征優(yōu)化WPS系統(tǒng)的耦合機構，文獻[15]提出基于軸向磁場的單相無接觸滑環(huán)系統(tǒng)，引入一種新的指標——每極互感，將多相系統(tǒng)的相互耦合簡化為單相系統(tǒng)，在相同的鐵氧體和銅材料用量下，該系統(tǒng)的功率傳輸效率是多單元(6個獨立單元)單相系統(tǒng)的2.7倍；文獻[16]提出一種旋轉變壓器的感應電能傳輸(inductive power transfer，IPT)系統(tǒng)，從理論和實驗2個方面分析勵磁線圈的自電感、耦合系數(shù)和損耗，設計了串聯(lián)補償?shù)闹C振變換器以利用旋轉變壓器固有的雜散電感；文獻[17]將WPS技術應用于風電機組的變槳系統(tǒng)，相比傳統(tǒng)的導電環(huán)供電，采用磁場耦合的供電方式提高了變槳系統(tǒng)的壽命和可靠性，找到影響系統(tǒng)頻率穩(wěn)定性的因素，并基于此對耦合機構進行優(yōu)化；文獻[18]設計了用于航天器太陽翼驅動的旋轉WPS系統(tǒng)，采用無串聯(lián)拓撲結構，消除了二次側補償電容體積過大的問題，提出一種新型嵌套式帶芯電磁線圈，以保證其小型化、功率傳輸穩(wěn)定和效率高；文獻[19]利用LLC拓撲設計可移動、可分離的矩陣組線圈傳遞能量，由任何不良的鐵心耦合情況引起的所有寄生參數(shù)都可以被吸收，并轉換為諧振儲能網絡之一，因此在實現(xiàn)恒壓/恒流輸出的同時具有較小的損耗和優(yōu)良的效率；文獻[20]提出用于旋轉機構感應式WPS系統(tǒng)的四極環(huán)形線圈，針對同側線圈之間的互感會導致系統(tǒng)失諧而降低功率傳輸容量和效率的問題，建立同軸圓柱螺旋線圈的互感與幾何參數(shù)關系的數(shù)學模型，并提出解耦方法；文獻[21]針對航空發(fā)動機轉子組件的電能傳輸問題，采用WPS技術，提出雙層并聯(lián)線圈結構，并通過增加鐵氧體磁片的方式來抑制線圈橫向錯位、角度錯位所帶來的系統(tǒng)效率降低問題。

對于旋轉WPS系統(tǒng)的補償網絡的設計問題，文獻[22]采用結構簡單的S-S型拓撲，具備較好的魯棒性，且可傳輸較大功率，但并非恒壓拓撲；文獻[23]提出S-LCC拓撲，輸出恒壓特性，通過改變補償電感的值可以調節(jié)輸出電壓增益，且不受負載影響，但該拓撲結構加大了副邊結構的復雜性。為了進一步縮減副邊體積，文獻[24]在強耦合情況下消除副邊補償，建立了SN拓撲模型，并基于微分方程推導發(fā)射機和接收機電流的解析表達式，得出當耦合較強且線圈質量因數(shù)較大時SN拓撲可得到與SS拓撲近似相同效率的結論；文獻[25]設計了一套給鼓風機葉片供電的WPS系統(tǒng)，將接收線圈固定在風機葉片上，發(fā)射線圈安裝在風機的靜止部分，采用LCC補償拓撲克服由于接收線圈、發(fā)射線圈的相對位置變化導致的互感變換，從而提高系統(tǒng)能量傳輸?shù)钠椒€(wěn)性。

然而上述研究尚未針對盾構機狹小空間、全金屬環(huán)境的工況設計恒壓輸出的非接觸式電能傳輸方案。對此，本文提出用于盾構機刀盤供電的副邊無補償?shù)木o耦合旋轉式WPS系統(tǒng)，設計電磁屏蔽層抑制磁場外泄，通過對補償網絡的參數(shù)設計使其工作在第2諧振點，從而實現(xiàn)恒壓輸出。最后通過實驗驗證所述方法的可行性。

1 緊耦合旋轉式無線供電系統(tǒng)設計

旋轉設備的非接觸式供電系統(tǒng)定轉子間氣隙較小，一般在1～10 mm之間，耦合系數(shù)一般大于0.5，工程上可認定為緊耦合工作條件。面向刀盤傳感器供電的緊耦合旋轉式無線供電系統(tǒng)依次由高頻逆變器、補償電路、空心變壓器以及高頻整流器構成。為降低開關電流應力，逆變器采用全橋結構，將24 V的直流電逆變?yōu)?5 kHz的交流電，經過原邊諧振腔濾波在原邊線圈得到85 kHz的正弦電流，原邊交變電流將產生交變的磁場。根據電磁感應定律，交變的磁場在副邊線圈產生感應電動勢，經過閉合回路產生感應電流，最后通過全橋整流電路整流為直流電，額定輸出電壓為24 V，用5.76 Ω電阻等效100 W的刀盤傳感器負載。

通過1對多線圈將輸入功率分攤到3個子繞組，各子繞組分攤副邊電流，減小了副邊的銅耗。其次，由于負載功率被3個繞組分攤，每個繞組所接的整流器以及Buck穩(wěn)壓電路所承受的功率較小，有利于小型模塊化電能變換器的使用，而無需額外設計大功率電源變換器，節(jié)省了研發(fā)周期和研制成本。此外，盾構機刀盤傳感器存在多個電壓等級，不同的電壓等級相差較大，副邊多接收線圈的結構可以實現(xiàn)不同的線圈為不同的電壓等級設備供電，從而節(jié)省了DC/DC變換器的數(shù)量和體積。

忽略耦合機構原副邊線圈內阻及系統(tǒng)其他寄生參數(shù)，可得到如圖1所示的系統(tǒng)電路模型。圖1中：Lr為線圈等效漏感，Lm為線圈等效勵磁電感，Cr為諧振電容，Np∶Nsi(i=1,2,3)為原副邊繞組匝數(shù)之比，Ud為輸入直流電壓，ui(t)為逆變器輸出電壓，Co1、Co2、Co3分別為各副邊繞組整流器輸出穩(wěn)壓電容，RL為負載等效電阻。為了簡化分析，主要針發(fā)射線圈以及其中1個拾取線圈展開分析。

圖1 緊耦合旋轉式WPS系統(tǒng)電路模型Fig.1 Circuit model of tightly coupled rotary WPS system

1.1 耦合機構模型

對緊耦合旋轉式無線供電系統(tǒng)的耦合機構施加高頻電流，耦合機構附近將產生高頻磁場，對周圍環(huán)境會產生較大的電磁干擾。此外，通有高頻電流的線圈將感生高頻交變磁場，與金屬導體相交鏈會在導體內產生循環(huán)電流，從而使周圍的金屬環(huán)境產生渦流，引起設備發(fā)熱，影響使用壽命。尤其是本系統(tǒng)與中心回轉體同軸安裝，耦合機構周圍金屬環(huán)境復雜，因此必須對耦合機構進行電磁屏蔽。圖2所示為該緊耦合旋轉式無線供電系統(tǒng)耦合機構模型。

受限于盾構機的內部空間，耦合機構整體尺寸固定，為降低成本，本文采用標準磁芯件。除去磁芯所占空間，將線圈繞組匝數(shù)盡可能繞滿，以增大耦合系數(shù)?；谪摵晒β市枨螅ㄟ^Simulink仿真得到線圈電流，考慮工程裕量選取符合耐流值要求的利茲線。本文所提出的耦合機構設計如圖3所示，耦合機構主要由原邊發(fā)射線圈、副邊接受線圈以及相應的電磁屏蔽層組成，其中，電磁屏蔽層又分為內層、外層、上層以及下層，將耦合線圈緊密包裹。

圖2 緊耦合旋轉式WPS系統(tǒng)耦合機構模型Fig.2 Coupling mechanism model of tightly coupled rotary WPS system

本文設計閉合屏蔽層，圖4所示為耦合機構磁密分布。由圖4可看出，經過閉合屏蔽層設計，磁場在各個屏蔽磁芯中形成立體通路，漏磁通主要沿著空氣閉合，磁路不會飽和。在耦合機構邊緣處有少許漏磁，這是由定轉子旋轉所需的氣隙所引起的，只要屏蔽磁芯工藝允許，最大限度減小空氣氣隙，即可最大程度減小耦合機構的對外漏磁，從而降低對周圍環(huán)境的電磁干擾。

1.2 參數(shù)設計

由于緊耦合旋轉式無線供電系統(tǒng)需安裝在盾構機的中心回轉體上，安裝體積極其受限。為了減小設備體積，簡化副邊結構，本文采用原邊串聯(lián)補償-副邊無補償?shù)难a償諧振結構，僅由1個外部補償電容Cr組成，其與空心變壓器漏感諧振同時平衡變壓器磁通，防止飽和。假設逆變器輸出電壓為標準方波ui(t)，對其進行傅里葉分解，有

(1)

式中：fs為系統(tǒng)工作頻率；n為諧波次數(shù)。

當逆變器的輸出方波饋入如圖1所示的諧振腔中，由于諧振電容Cr具有隔直通交的作用，式(1)中的直流分量將被阻斷，而不會對后級電路產生有功功率。穩(wěn)態(tài)分析采用基波分析法，基波

(2)

采用基頻分析的等效電路如圖5所示，電路存在2個諧振點，即Cr與Lr、Lm的串聯(lián)諧振，以及Cr與Lr諧振，對應諧振頻率分別為fr1、fr2，表達式分別如下：

圖3 緊耦合旋轉式WPS系統(tǒng)磁屏蔽層設計Fig.3 Magnetic shielding layer design of tightly coupled rotary WPS system

圖4 緊耦合旋轉式WPS系統(tǒng)耦合機構磁密分布Fig.4 Flux density distribution of coupled mechanism of tightly coupled rotary WPS system

圖5 緊耦合旋轉式WPS系統(tǒng)等效電路Fig.5 Equivalent circuit of tightly coupled rotary WPS system

(3)

(4)

當副邊整流橋的二極管導通時，勵磁電感Lm由于變壓器的作用鉗制為輸入電壓，不參與諧振過程，這個狀態(tài)下諧振頻率fr2僅由Lr和Cr決定；而當副邊不再鉗位時，這個狀態(tài)下的諧振頻率fr1由Lr、Cr、Lm三者共同決定。諧振條件下原邊線圈電流為正弦波，副邊感應電流is(t)也為正弦波，表示為

(5)

式中：Is為副邊電流有效值；φ為副邊電流與逆變器輸出基波電壓的相位差。

系統(tǒng)正常工作時，副邊受二極管作用，輸出電壓鉗位副邊繞組，因此，副邊交流側的電壓us(t)為幅值Uo的方波，且由于副邊為不可控的全橋整流拓撲，us(t)與is(t)同相位，故將us(t)用傅里葉級數(shù)展開，可表示為

(6)

取us(t)的基波分量us1(t)進行分析，us1(t)的有效值

(7)

根據能量守恒，忽略整流器的開關損耗，整流器輸入功率等于輸出功率，可得

(8)

故可求得整流器的輸入等效阻抗

(9)

將副邊等效電阻Re折算到原邊，可將諧振腔簡化為如圖6所示的等效電路。

圖6 緊耦合旋轉式WPS系統(tǒng)諧振腔等效電路Fig.6 Equivalent circuit of the resonant tank of tightly coupled rotary WPS system

圖6中，Req為由基波分量近似法等效的變壓器原邊交流等效阻抗，Req=8n2RL/π2，則諧振腔的電壓增益

(10)

式中ω為角頻率，ω=2πfs。整理得

(11)

進一步可得

H(jω)=

(12)

(13)

式中：K為電感比例；fn為歸一化頻率；Q為品質因數(shù)。

根據式(13)固定K值，繪制諧振腔在不同Q值下的增益特性曲線，如圖7(a)所示；固定Q=0.25，繪制繪制諧振腔在不同K值下的增益特性曲線，如圖7(b)所示。

由圖7(a)可知，隨著Q值增加，峰值電壓增益點逐漸偏離第1諧振點，向第2諧振點逼近，峰值電壓逐漸下降，增益曲線變?yōu)槠骄?。當頻率fr=fr2時，諧振腔增益為1，也即最理想情況，此時負載變動不會影響輸出電壓；當fr>fr2時，增益曲線較為平緩，負載調節(jié)特性較差；當fr1

圖7 緊耦合旋轉式WPS系統(tǒng)諧振腔增益特性曲線Fig.7 Frequency-gain curves of resonant tank of tightly coupled rotary WPS system

2 實驗

根據上述分析及所建模型，設計副邊無補償?shù)木o耦合旋轉式無線供電系統(tǒng)實驗樣機如圖8所示。圖8中，全橋逆變器基于STM32F103C8T6控制器作為脈沖寬度調制(pulse width modulation，PWM)發(fā)生器，為開關管提供驅動信號，使得逆變器可為原邊諧振腔提供高頻激勵方波；金氧半場效晶體管(metal-oxide-semiconductor field-effect transistor，MOSFET)型號為英飛凌BSC028N06NS，該MOSFET比替代設備的導通電阻低15%，且與同類設備相比，品質因素提高了31%，具有較高的系統(tǒng)效率和功率密度，以及較低的系統(tǒng)成本和超低電壓；副邊整流器二極管選用型號為SB1045L的肖特基二極管；Buck穩(wěn)壓模塊基于XL5005電源管理芯片，XL4005是1個固定頻率為300 kHz的PWM降壓DC-DC轉換器，5 A電流負載能力，輸入電壓范圍為5～32 V，輸出電壓可調范圍為0.8～30 V。為了滿足輸入24 V、輸出24 V、輸出功率100 W的指標，設計電路參數(shù)見表1。

圖8 緊耦合旋轉式WPS系統(tǒng)實驗樣機Fig.8 Experimental prototype of tightly coupled rotary WPS system

表1 緊耦合旋轉式WPS系統(tǒng)電路參數(shù)Tab.1 Main parameters of tightly coupled rotary WPS system

圖9所示為額定電壓以及額定負載下原副邊的電壓、電流波形。圖9中：ip為原邊線圈電流，uinv為逆變器輸出電壓，us為副邊線圈電壓。

由圖9可知開關頻率85 kHz達到諧振頻率附近，電流相位與電壓相位一致，沒有發(fā)生反相，諧振電流近似為正弦波，這說明原邊工作在第2諧振點。結合圖5的等效電路可知，由于Lr與Cr諧振，忽略線圈內阻，副邊輸出電壓僅與原邊輸入電壓有關，從而實現(xiàn)了獨立于負載的恒壓輸出。

最后對裝置進行變負載測試，圖10所示為副邊各子繞組在不同負載下的輸出電壓值，其中U1、U2、U3分別為副邊各繞組級聯(lián)整流器后的直流輸出電壓。

圖9 緊耦合旋轉式WPS系統(tǒng)電壓電流波形Fig.9 Voltage and current waveforms of tightly coupled rotary WPS system

圖10 緊耦合旋轉式WPS系統(tǒng)輸出特性曲線Fig.10 Output characteristic curves of tightly coupled rotary WPS system

由圖10可看出，空載時的輸出電壓與帶載時有較大差別，此時副邊開路，繞組無電流流過，故原邊的勵磁電感Lm參與諧振，此時的原邊電流波形為三角波，有效值較大，會在開關管以及線圈內阻上產生較大損耗。而在低功率等級下，線圈內阻對裝置的影響較大，負載會對電壓增益產生影響，使電路偏離設定的運行狀態(tài)，因此空載或輕載不適于本文所述拓撲的應用。但隨著負載提高，電壓增益逐漸趨于穩(wěn)定，系統(tǒng)效率也隨之提高。為了確保對副邊傳感器的穩(wěn)定供電，在后級增加穩(wěn)壓模塊，以滿足輸出電壓恒定24 V的要求。

最后，利用功率分析儀進行系統(tǒng)效率實驗，實驗結果見表2。由表2可知，系統(tǒng)在額定輸入下可滿足負載24 V、100 W的供電需求，系統(tǒng)效率為81.258%。

表2 系統(tǒng)效率實驗結果Tab.2 Experimental results of system efficiency

3 結束語

本文針對旋轉設備的定轉子間電能傳輸問題，提出一種副邊無補償?shù)木o耦合無線供電系統(tǒng)，設計一對三的耦合機構，通過有限元仿真驗證了所設計的磁屏蔽裝置可以有效抑制耦合機構的電磁泄漏，隨后建立S-N補償電路的數(shù)學模型，通過仿真分析證明了該諧振電路具有不受負載影響的恒壓特性，且具有較高的諧振頻帶，適用于盾構機刀盤供電場合。最后設計實驗樣機，測試了在不同負載下的輸出電壓，實驗證明所設計的裝置可以在較寬負載范圍內穩(wěn)定供電，且所設計的耦合機構不會對周圍通信通道產生串擾。