風力發(fā)電并網逆變器信號檢測與保護電路設計

徐昕遠，趙葵銀，向道樸，李世軍

（1.廣東電網有限責任公司 廣州天河供電公司，廣州 510000；2.湖南工程學院 電氣與信息工程學院，湘潭 411104）

0 引言

風力發(fā)電對于緩解當前的能源緊張局勢，為傳統(tǒng)的發(fā)電方式尋找替代能源提供了一種有效途徑.直驅式風力發(fā)電系統(tǒng)因其維護成本低、噪聲小、具有較好的低電壓穿越能力而成為風力發(fā)電領域的主流系統(tǒng)之一［1］.本文以20 kW風力發(fā)電并網逆變器為研究對象，對逆變器所需信號檢測與信號調理電路、故障報警電路進行設計.風力發(fā)電并網系統(tǒng)，采用雙PWM逆變器拓撲結構，如圖1所示.

圖1 風力發(fā)電并網系統(tǒng)拓撲結構

為了有效濾除并網產生的高次諧波，濾波器采用LCL濾波器（L2設計為工頻隔離變壓器的副邊漏感），通過一個變比為340∶380的工頻隔離變壓器，Δ/Y連接到電網.濾波處理后的諧波電流非常小，近似于正弦輸入電流.

網側逆變器采用電壓型三相PWM逆變器拓撲結構，電壓型PWM逆變器是兩電平拓撲，簡單可靠且容易實現.逆變器正常工作時，直流側電壓必須保持恒定不變，并網逆變器輸出電壓與電網并網，將受電網電壓的鉗制不可調節(jié).為了抑制諧波，逆變器處于單位功率因數逆變.通過對PWM變流器的四象限運行展開討論，可以得知控制網側電流是實現PWM變流器電能雙向傳輸的關鍵.結合前饋解耦控制，利用dq坐標變換技術，系統(tǒng)采用雙閉環(huán)控制策略［2］.應用MATLAB對電流閉環(huán)、雙環(huán)穩(wěn)壓、軟件鎖相和并網發(fā)電的仿真研究表明，交流電流內環(huán)響應時間短，基本無超調，跟隨性好.直流電壓外環(huán)的控制使直流側電壓穩(wěn)定，系統(tǒng)響應時間短［3］，系統(tǒng)具有優(yōu)良的并網特性.

1 控制系統(tǒng)硬件結構

控制系統(tǒng)硬件結構框圖如圖2所示.

圖2 控制系統(tǒng)硬件結構框圖

并網逆變器控制系統(tǒng)的硬件設計，主要包括：逆變器主電路、DSP主控核心、模擬信號調理、故障報警、開入開出信號控制及IGBT驅動，硬件設計的可靠性將影響整個設備的安全和穩(wěn)定.

本并網逆變器主要技術指標如下：（1）輸出額定功率：20 kW；（2）直流母線電壓范圍：600～750 V；（3）輸出交流電壓適應范圍：380 V（1±10%）；（4）輸出交流額定電流為35 A.

2 信號檢測與調理電路設計

信號檢測與調理電路是系統(tǒng)的重要組成部分.依據實時控制和系統(tǒng)的穩(wěn)定性要求，必須對逆變器直流側電壓、交流側電壓、電流進行實時檢測.檢測信號由傳感器輸出，經過前置跟隨、低通濾波、無失真放大、電壓偏置及限幅電路，輸出0～3 V信號，以滿足DSP的片內A/D采樣要求.

對強電信號采集，選擇霍爾器件和電壓互感器PT，使強電和檢測回路完全隔離.本設計中：（1）交流側電流檢測選用LEM公司LT108-S7霍爾傳感器，輸入電流范圍為-150 A～+150 A，輸出額定電流有效值為50 mA，變比為1∶2000；（2）考慮到電網電壓頻率變化范圍較小，電網側交流電壓檢測選用電壓互感器PT380 V/5 V；（3）直流側母線電壓檢測選用電壓霍爾傳感器LV25-P/SP2，額定輸出電流為10 mA，輸入電壓范圍為10～1500 V.

2.1 信號檢測電路

信號檢測電路如圖3所示.逆變器交流側電流經LT108-S7霍爾傳感器M端輸出的最大不報警電流為31.8 mA，選100 Ω電阻采樣，得M端采樣電壓最大值VM等于3.18 V.信號檢測電路由兩級電路構成.第一級前置電壓跟隨起到緩沖作用；第二級為二階低通濾波電路，設置信號的截止頻率為5 kHz，消除高頻干擾.

二階有源低通濾波器設計中：令C＝C1＝C2，R＝R1＝R2，特征角頻率：

低通濾波的通帶電壓增益：

等效品質因數：

依據幅頻響應表達式：

取Q＝0.707，通帶電壓增益A0＝1.586時，頻率響應較平坦，濾波器上限截止角頻率fH：

本設計?。篊1＝C2＝20 nF，按照式（1）可以計算得：R1＝R2＝1.592 kΩ，取R1＝R2＝1.591 kΩ；由A0＝1.586，為了減少運放偏置電流的影響，取R4＝3.182 kΩ，依式（2）計算選取R3＝5.427 kΩ.

信號檢測電路的輸入電壓VM、輸出電壓V2波形如圖4所示.圖中示波器測試值為峰值，輸入與輸出同相位，電壓增益A0＝6.998/4.412＝1.586，符合設計要求.

圖4 信號檢測電路輸入、輸出電壓波形

信號檢測電路的幅頻響應曲線如5所示.可以看出，通帶電壓增益A0＝4.006 dB，下降3 dB時的上限頻率fH＝5 kHz，達到設計要求，濾波特性平坦.改變輸入信號VM的頻率為200 Hz，輸入信號與輸出信號沒有相位改變，信號相位失真很小.

圖5 信號檢測電路幅頻響應曲線

2.2 放大與偏置電路

放大與偏置電路如圖6所示，電路由兩級放大電路構成.第一級反相比例放大電路，以信號檢測電路的輸出信號V2作為電路輸入，調節(jié)放大系數，使第一級輸出電壓-1.5 V～1.5 V；第二級偏置電路，抬高1.5 V偏置電壓，輸出為0～3 V，二極管D1、D2構成輸出限幅3 V的保護電路，符合DSP片內AD對采樣電壓的要求.

圖6 放大與偏置電路

圖7為放大與偏置電路的輸入、輸出電壓波形.由圖7可知：輸入信號V2＝6.931 V～-6.931 V（峰值），調節(jié)電阻R7，第一級輸出V3＝-1.5 V～1.5 V，第二級偏置電路輸出V4＝0～3 V，滿足設計要求.

圖7 放大與偏置電路輸入、輸出波形

3 故障報警電路設計

為了保證并網逆變器安全運行，保護電路不可缺少.除驅動模塊內部集成了短路和過流保護功能外，網側逆變器設計了直流母線過壓、交流過流、交流過壓和欠壓、系統(tǒng)過溫保護報警電路.

3.1 交流過流故障報警電路

交流過流故障報警電路如圖8所示.該電路以信號檢測電路圖3的V2為輸入電壓，第一級為比例放大，通過調節(jié)R15使輸出電壓V5＝2.8 V，然后通過二極管半波整流濾波，得到V6＝3.7 V的臨界報警電壓，以3.7 V作為第二級電壓比較電路的給定電壓.當逆變器過流時，V6高于給定電壓3.7 V時，V7輸出高電平，通過光耦TLP521-1隔離導通后，輸出低電平信號la-alarm，送給DSP發(fā)出過流故障報警信號.

圖8 交流過流故障報警電路

過流故障報警電路各級輸出電壓波形如圖9所示，示波器測試值為峰值.

圖9 過流故障報警電路輸出電壓波形

當V2＝6.935 V時，V5＝-3.928 V，臨界報警電壓V6＝3.573 V直流電壓，取給定電壓3.7 V，滿足設計要求.用相同的設計方法，可以設計直流母線過壓、欠壓檢測和報警電路.

3.2 過溫報警電路

過溫報警電路是檢測IGBT溫度是否過溫，一旦超過設定溫度，向DSP發(fā)出報警信號，封鎖IGBT的驅動脈沖，電路如圖10所示.

圖10 過溫報警電路

J1端子連接溫度繼電器JUC-162F/85-1H-P，正常情況下，J1常開觸頭斷開，光耦不導通，電路輸出高電平；當溫度超過85℃時，J1常開觸頭閉合，使光耦導通，電路輸出低電平，給DSP發(fā)出temp1過溫報警信號.

3.3 故障保護程序設計

圖11為故障保護程序流程圖.當發(fā)生故障時，逆變器將立即封鎖脈沖，同時斷開主接觸器，并且返回故障類型、提示故障信息.

圖11 故障保護程序流程圖

4 實驗結果分析

按照以上設計，本文將信號調理與故障報警電路設計在同一PCB，研制了信號調理板.另外還研制了開入開出電路板、IGBT驅動及適配電路板和逆變器樣機，進行了實驗研究.

按照圖1接線，交流側通過隔離變壓器接對稱的三相電阻，進行電流閉環(huán)實驗.通過此實驗調節(jié)電流內環(huán)PI參數，驗證電流內環(huán)的準確性和動態(tài)特性.開關頻率8 kHz，母線電容取400 V/1950 μF，濾波電容值Cu為450 V/33 μF，濾波電感L1取1.24 mH.給定交流電流的峰值為5 A，通過測試流過每相電阻的電流值來驗證給定電流跟蹤的正確性.如圖12所示CH3為電阻上的電流波形.電流鉗變比為100 mV∶1 A，因此電流有效值為3.46 A，峰值4.89 A.從波形看，電流閉環(huán)成功.

圖12 電流閉環(huán)實驗波形

5 結論

本文結合雙PWM逆變器主電路的實際工作特點、雙閉環(huán)控制對硬件的設計要求，主要對20 kW并網逆變器的信號檢測與調理電路、故障報警電路進行了設計.合理選擇了電路結構和各元器件參數，選擇二階低通濾波、光耦隔離、放大、整流和限幅電路的設計方案，達到了處理速度快、精度高、抗干擾能力強的設計要求，實驗驗證了設計的可行性.