提升氣象衛(wèi)星高速數(shù)據(jù)解調(diào)性能的研究與試驗(yàn)

裘奕 王亞潔 張國(guó)敬 佟璐

(1 北京氣象衛(wèi)星地面站，北京 100094；2 清華大學(xué)電子工程系，北京 100084；3 北京拓宇泰科技有限公司，北京 100084)

引言

我國(guó)風(fēng)云氣象衛(wèi)星包括太陽同步軌道氣象衛(wèi)星(即極地軌道氣象衛(wèi)星)和地球同步軌道氣象衛(wèi)星(即靜止氣象衛(wèi)星)兩個(gè)系列。經(jīng)過幾十年的發(fā)展，氣象衛(wèi)星探測(cè)的全球大氣和地表信息已在數(shù)值天氣預(yù)報(bào)、臨期天氣預(yù)報(bào)、短期氣候預(yù)測(cè)和全球氣候變化研究等氣象領(lǐng)域應(yīng)用中取得了顯著成效[1]。1988年我國(guó)成功發(fā)射了第一顆極軌氣象衛(wèi)星風(fēng)云一號(hào)A星揭開了我國(guó)獨(dú)立自主研制發(fā)展氣象衛(wèi)星的序章，此后又成功發(fā)射了風(fēng)云一號(hào)B/C/D 3顆第1代極軌氣象衛(wèi)星，2008年發(fā)射的FY-3A標(biāo)志著已進(jìn)入第2代極軌氣象衛(wèi)星發(fā)展階段。我國(guó)靜止氣象衛(wèi)星起步較晚，但是發(fā)展迅速，第1代靜止氣象衛(wèi)星共發(fā)射FY-2A至FY-2H 8顆衛(wèi)星，其中6顆為業(yè)務(wù)星；2016年FY-4A科學(xué)試驗(yàn)衛(wèi)星成功發(fā)射，作為第2代靜止氣象衛(wèi)星的首發(fā)星，F(xiàn)Y-4A已達(dá)到部分技術(shù)與國(guó)際同類衛(wèi)星相當(dāng)、部分技術(shù)領(lǐng)先的水平。目前，第3代靜止和極軌氣象衛(wèi)星的發(fā)展已提上日程，隨著科技發(fā)展和技術(shù)進(jìn)步，氣象衛(wèi)星在氣象和環(huán)境觀測(cè)、防災(zāi)減災(zāi)、國(guó)民經(jīng)濟(jì)建設(shè)等各方面，將會(huì)發(fā)揮越來越重要的作用。

第1代極軌氣象衛(wèi)星風(fēng)云一號(hào)和靜止氣象衛(wèi)星風(fēng)云二號(hào)上面搭載的主要有效載荷僅為一臺(tái)掃描輻射計(jì)，且通道數(shù)較少。從表1可見，F(xiàn)Y-3A/B搭載11個(gè)載荷，紅外分光計(jì)多達(dá)26個(gè)通道；FY-3C/D與FY-3A/B相比，載荷數(shù)量、通道數(shù)量、觀測(cè)精度均有所提高。從表2可見，F(xiàn)Y-4A星搭載了全新的大氣垂直探測(cè)儀和閃電成像儀，輻射成像儀和空間天氣儀器顯著提升了性能，輻射成像儀的觀測(cè)通道從FY-2衛(wèi)星的5個(gè)擴(kuò)展到14個(gè)，最高空間分辨率從1.25 km提高到0.5 km。第2代氣象衛(wèi)星在載荷數(shù)量、觀測(cè)通道數(shù)量有所增加，時(shí)間和空間分辨率等提高，導(dǎo)致觀測(cè)數(shù)據(jù)量大幅增加，原始數(shù)據(jù)碼速率不斷提高。與FY-3B的MPT碼速率18.7 Mb/s、DPT碼速率93 Mb/s相比，F(xiàn)Y-3D的MPT和DPT碼速率分別提高到45 Mb/s和225 Mb/s；較FY-2原始云圖碼速率14 Mbps，F(xiàn)Y-4A碼速率提升至左、右旋雙路工作，每路100 Mb/s；FY-4B碼速率更是將跨越式提升至1.2 Gb/s，氣象衛(wèi)星對(duì)高速數(shù)據(jù)傳輸?shù)囊髮⒃絹碓礁遊2-5]。

表1 FY-3C/D和FY-3A/B有效載荷的對(duì)比

表2 FY-4A和FY-2載荷及性能對(duì)比

遙感數(shù)據(jù)是氣象衛(wèi)星最重要、最核心的數(shù)據(jù)，以FY-4A為例，原始遙感數(shù)據(jù)可處理生成大氣、輻射、云、地表、降水等多種具有大氣物理意義的定量產(chǎn)品，這些遙感產(chǎn)品可用于天氣分析、數(shù)值預(yù)報(bào)、氣候、生態(tài)環(huán)境、專業(yè)氣象服務(wù)、人工影響天氣，以及空間天氣預(yù)報(bào)預(yù)警服務(wù)，也可用于二次開發(fā)應(yīng)用，在氣象、水文、海洋、農(nóng)業(yè)、林業(yè)、民航、交通、電力等部門均得到了廣泛應(yīng)用[6-7]。因此，遙感數(shù)據(jù)的高質(zhì)量接收是遙感數(shù)據(jù)獲取中最重要的環(huán)節(jié)。但空間無線通信會(huì)受到各種因素影響：如大氣吸收、復(fù)雜天氣現(xiàn)象等造成的信號(hào)衰減、環(huán)境噪聲的干擾等，都會(huì)使地面接收到的信號(hào)產(chǎn)生畸變，致使數(shù)據(jù)接收質(zhì)量下降。同時(shí)，為了提高數(shù)據(jù)傳輸?shù)目煽啃院皖l譜利用率，基帶成型處理、前向糾錯(cuò)編碼、高階調(diào)制、極化復(fù)用等大量新技術(shù)被采用。如新一代靜止氣象衛(wèi)星，采用CCSDS標(biāo)準(zhǔn)，信道編碼采用LDPC、RS等多種編碼方式，采用GMSK、8PSK等多種調(diào)制方式，左、右旋雙極化工作方式。

綜上，在氣象衛(wèi)星地面接收系統(tǒng)中，要求解調(diào)設(shè)備具備高速率接收、處理和傳輸能力；具備較強(qiáng)的抗干擾能力；以及與星上匹配的解碼方式、多極化方式接收處理等能力。本文針對(duì)風(fēng)云氣象衛(wèi)星特征，研究數(shù)字解調(diào)整體結(jié)構(gòu)及時(shí)鐘載波等關(guān)鍵技術(shù)的并行實(shí)現(xiàn)方法，在實(shí)驗(yàn)室環(huán)境下通過算法仿真與硬件調(diào)試，完成了8PSK中頻全數(shù)字解調(diào)，可以為未來氣象衛(wèi)星中的調(diào)制解調(diào)提供技術(shù)參考。

1 數(shù)字解調(diào)的整體結(jié)構(gòu)

目前，國(guó)內(nèi)引進(jìn)成熟的高速解調(diào)設(shè)備，有法國(guó)IN-SNEC、Alcatel和美國(guó)RT Logic等公司的產(chǎn)品。這些設(shè)備均采用通用工作站為主體架構(gòu)，配備高速數(shù)值化接口板，支持720 MHz或1.2 GHz中頻輸入，支持多種調(diào)制編碼方式，傳輸速率為500 kb/s～2 Gb/s可變。

本研究方案采用工控機(jī)架構(gòu)，設(shè)備各板卡采用PCIE插卡方式與工控機(jī)母板對(duì)接，可擴(kuò)展為多通道解調(diào)器設(shè)備。工控機(jī)母板提供人機(jī)交互界面，其操作系統(tǒng)擬采用國(guó)內(nèi)自主研發(fā)的中標(biāo)麒麟操作系統(tǒng)。該系統(tǒng)基于Linux內(nèi)核且支持以模塊化方式實(shí)現(xiàn)安全策略，從內(nèi)核到應(yīng)用提供全方位的安全保護(hù)。數(shù)字解調(diào)方案針對(duì)氣象衛(wèi)星特征進(jìn)行設(shè)計(jì)開發(fā)。

解調(diào)器的數(shù)字解調(diào)方案見圖1，對(duì)接收到的中頻信號(hào)直接采樣，送入FPGA進(jìn)行數(shù)字解調(diào)。采樣信號(hào)在FPGA內(nèi)經(jīng)過數(shù)字下變頻、匹配濾波、載波恢復(fù)、交叉極化抵消、時(shí)鐘恢復(fù)、盲均衡、星座逆映射、幀同步以及糾錯(cuò)譯碼后，恢復(fù)出原始數(shù)據(jù)[8-13]。

圖1 數(shù)字解調(diào)器的解調(diào)方案

2 關(guān)鍵技術(shù)

2.1 載波恢復(fù)

為有效地消除解調(diào)器和發(fā)射機(jī)本振存在的頻差和多普勒頻移對(duì)載波的影響，基帶信號(hào)進(jìn)入載波恢復(fù)模塊，對(duì)載波和相位偏差進(jìn)行估計(jì)和恢復(fù)[14]。本文基于Costas環(huán)算法，采用高速并行處理方式實(shí)現(xiàn)，見圖2。

圖2 并行載波恢復(fù)原理

對(duì)Np路并行數(shù)據(jù)，利用載波恢復(fù)后的序列qi(k)進(jìn)行相位誤差檢測(cè)φi(k)、相位誤差累加αi(k)、相位誤差增量檢測(cè)ei(k)：

φi(k)=sign{Im[qi(k)]}Re[qi(k)]-

sign{Re[qi(k)]}Im[qi(k)]

(1)

(2)

(3)

式中，qi(k)表示第i路載波恢復(fù)后的第k個(gè)數(shù)據(jù)，φi(k)為估計(jì)的相位誤差，c1及c2為常系數(shù)，αi(k)為相位誤差累加結(jié)果。ei(k)為相位誤差增量檢測(cè)結(jié)果，載波環(huán)理論上能完全糾正載波和相位誤差，因此式(3)在計(jì)算相位誤差時(shí)需要先進(jìn)行判決，根據(jù)判決結(jié)果取環(huán)路誤差值。

環(huán)路濾波器為一低通濾波器，輸出為Δφn，用于并行旋轉(zhuǎn)相位計(jì)算：

θn,i=(θn-1,Np+iΔφn)mod2π,i=1,2,…,Np

(4)

式中,Np為并行路數(shù)，Δφn為經(jīng)環(huán)路濾波器輸出的相位增量檢測(cè)結(jié)果，θn-1,Np為上一組數(shù)據(jù)計(jì)算的第Np路旋轉(zhuǎn)相位，θn，i為第i路數(shù)據(jù)的相位估計(jì)偏差，用于相位旋轉(zhuǎn)。

根據(jù)PDCA循環(huán)中所包含的基本內(nèi)容，對(duì)患者展開問卷調(diào)查，使其對(duì)相關(guān)護(hù)理人員的工作進(jìn)行滿意度的評(píng)價(jià)，對(duì)相關(guān)護(hù)理人員的得分進(jìn)行統(tǒng)計(jì)。

Np路并行旋轉(zhuǎn)相位值送入相位旋轉(zhuǎn)模塊中，分別與接收到的并行數(shù)據(jù)相乘，進(jìn)行載波恢復(fù):

qi(n)=pi(n)exp(jθn,i),i=1,2,…,Np

(5)

式中，θn，i為第i路數(shù)據(jù)的相位估計(jì)偏差，pi(n)為第i路輸入數(shù)據(jù)，qi(n)為第i路載波恢復(fù)后的數(shù)據(jù)，一路進(jìn)入交叉極化抵消模塊繼續(xù)解調(diào)，另一路用于相位誤差計(jì)算。

2.2 交叉極化抵消

受星、地天線極化鑒別率及空間傳播鏈路對(duì)電磁波去極化的影響，使得星地鏈路會(huì)帶來一定程度的交叉極化干擾，本方案在設(shè)計(jì)時(shí)加入交叉極化干擾抵消模塊，以降低交叉極化干擾的影響，如圖3所示。

圖3 交叉極化干擾抵消模塊原理

橫向?yàn)V波器采用FIR結(jié)構(gòu)，抽頭系數(shù)由控制器利用最小均方(Least Mean Square,LMS)算法迭代生成，是一種自適應(yīng)濾波器。Hr路信號(hào)經(jīng)橫向?yàn)V波器處理后得到干擾樣本，從主接收信號(hào)Vr中減去Hr的干擾樣本后輸出交叉極化抵消后的信號(hào)。

2.3 時(shí)鐘恢復(fù)

采用的時(shí)鐘恢復(fù)算法基于Gardner提出的理論[15-18]，通過插值濾波的方法在無數(shù)據(jù)輔助條件下完成對(duì)未知待解調(diào)數(shù)據(jù)的時(shí)鐘恢復(fù)，輸出最佳采樣點(diǎn)序列。本方案考慮高速并行處理需求，時(shí)鐘恢復(fù)由并行內(nèi)插、并行時(shí)鐘誤差檢測(cè)、環(huán)路濾波、并行內(nèi)插控制器等組成，如圖4所示。

圖4 并行時(shí)鐘恢復(fù)原理

并行Np個(gè)過采樣數(shù)據(jù)，通過內(nèi)插輸入控制為Np路內(nèi)插數(shù)據(jù)提供Ni個(gè)采樣點(diǎn)。并行插值運(yùn)算公式為：

yj(mn,jTs+μn,jTs)

(6)

式中,yj[iTs]表示第j個(gè)內(nèi)插器的第i個(gè)數(shù)據(jù)，Ts表示采樣周期，mn,j與μn,j分別為第j個(gè)內(nèi)插器的插值估值基點(diǎn)與分?jǐn)?shù)間隔。hI(t)為插值函數(shù)，利用采樣點(diǎn)通過插值運(yùn)算得到符號(hào)速率整數(shù)倍的插值點(diǎn)。插值函數(shù)有許多種選擇，本方案在實(shí)現(xiàn)過程中選擇三階Cubic插值函數(shù)，利用4個(gè)采樣點(diǎn)計(jì)算出1個(gè)插值點(diǎn)。內(nèi)插輸出控制用于存儲(chǔ)有效的插值點(diǎn)，n倍抽取后輸出最佳采樣點(diǎn)及零點(diǎn)，本方案中n=2。

并行時(shí)鐘誤差檢測(cè)計(jì)算公式為：

(7)

時(shí)鐘誤差信號(hào)通過環(huán)路濾波器進(jìn)行濾波，提取出平穩(wěn)分量。環(huán)路濾波器采用二階濾波，傳遞函數(shù)為：

(8)

式中,gp與gi為常系數(shù)。

環(huán)路濾波器的輸出為w(mn)，用于計(jì)算內(nèi)插控制參數(shù)mn,j與μn,j:

mn+1,j=mn,Np+|μn,Np+jw(mn)|+j

(9)

μn+1,j=μn,j+jw(mn)

(10)

式中,j=1,2,…,Np，|x|表示對(duì)x作下取整運(yùn)算，mn,j與μn,j分別為第j個(gè)內(nèi)插器的插值估值基點(diǎn)與分?jǐn)?shù)間隔。如果存在整數(shù)J，使μn+1,j≥1，J≤j≤Np，則需要對(duì)μn+1,j，J≤j≤Np進(jìn)行取模運(yùn)算。

2.4 盲均衡

均衡技術(shù)可以抵消信道衰落的不利影響，本解調(diào)器利用接收信號(hào)特征進(jìn)行盲均衡[19]，主要包括信號(hào)幅度估計(jì)模塊、數(shù)字AGC模塊、均衡濾波模塊，自適應(yīng)均衡器系數(shù)調(diào)整模塊，以及信號(hào)置信判斷模塊等，如圖5所示。

圖5 盲均衡器的結(jié)構(gòu)

圖5中FIR均衡濾波模塊負(fù)責(zé)均衡濾波功能，消除信號(hào)中多徑影響。均衡濾波模塊的輸入來自數(shù)字AGC模塊，數(shù)字AGC模塊將輸入數(shù)據(jù)的平均功率調(diào)整到適當(dāng)?shù)墓ぷ鞣秶?，避免均衡器系?shù)溢出。均衡濾波器系數(shù)通過自適應(yīng)均衡系數(shù)調(diào)整模塊計(jì)算并控制更新，其中，采用修正恒模算法消除一定程度的相位模糊度并使得接收信號(hào)的眼圖睜開，同時(shí)利用判決引導(dǎo)算法減小系統(tǒng)的穩(wěn)態(tài)誤差。均衡濾波器的輸出通過信號(hào)判決后送入下一級(jí)模塊處理。

2.5 信道編譯碼

信道編碼通過添加冗余信息提高抗誤碼性能，在CCSDS標(biāo)準(zhǔn)中7/8LDPC碼用于近地衛(wèi)星通信。本解調(diào)器的LDPC譯碼算法采用歸一化最小和積算法。譯碼器整體結(jié)構(gòu)如圖6所示。

圖6 LDPC譯碼器結(jié)構(gòu)

譯碼器結(jié)構(gòu)中有3個(gè)主要的儲(chǔ)存模塊，協(xié)助完成多次迭代運(yùn)算和校驗(yàn)。在各個(gè)模塊之間，需要對(duì)所傳送的數(shù)據(jù)進(jìn)行重新組合，排序等處理以適應(yīng)不同模塊對(duì)輸入的需要。

3 工程實(shí)現(xiàn)與結(jié)果分析

采用VHDL語言進(jìn)行數(shù)字解調(diào)工程實(shí)現(xiàn)，仿真通過后加載到硬件板卡上完成功能驗(yàn)證。在硬件調(diào)試和程序優(yōu)化后，數(shù)字解調(diào)器主要資源使用量如表3所示。

表3 數(shù)字解調(diào)器資源使用量

在實(shí)驗(yàn)室環(huán)境下，調(diào)制器與解調(diào)器通過電纜線中頻環(huán)接起來，進(jìn)行測(cè)試。解調(diào)器硬件板卡與計(jì)算機(jī)通過JTAG連接進(jìn)行調(diào)試，將均衡后的I(同相路)、Q(正交路)兩路信號(hào)幅度大小(單位為1)保存為.txt文件，并用Matlab畫出星座圖如圖7所示。從圖中可以看出，解調(diào)均衡后的星座點(diǎn)已經(jīng)收斂為8個(gè)點(diǎn)。

圖7 硬件采集數(shù)據(jù)的星座圖

在測(cè)試過程中，調(diào)制器輸出的8PSK調(diào)制、7/8LDPC編碼、1.2 Gbps信息速率的1.2 GHz中頻信號(hào)通過噪聲源加噪后送至解調(diào)器板卡，將解調(diào)器輸出的數(shù)據(jù)直接經(jīng)由總線接口存儲(chǔ)為工控機(jī)平臺(tái)的硬盤文件，然后用數(shù)據(jù)分析軟件進(jìn)行誤碼分析，繪制誤碼率性能曲線如圖8所示。

圖8 誤碼率性能曲線

在10-6誤碼條件下，數(shù)字解調(diào)器實(shí)驗(yàn)室測(cè)試1.2 Gb/s傳輸速率的誤碼性能比理論值惡化約0.8 dB，達(dá)到了與國(guó)際先進(jìn)產(chǎn)品相當(dāng)甚至略優(yōu)的水平。但仍需在實(shí)測(cè)環(huán)境下繼續(xù)更新迭代以提升設(shè)備性能與穩(wěn)定性。

4 結(jié)論

本文在提升高速數(shù)字解調(diào)性能方面，進(jìn)行了有益嘗試，通過改進(jìn)算法可以提高有關(guān)技術(shù)指標(biāo)，并在實(shí)驗(yàn)室進(jìn)行了驗(yàn)證。本文的實(shí)現(xiàn)原理和硬件調(diào)試結(jié)果驗(yàn)證了方案的可實(shí)施性，未來將繼續(xù)優(yōu)化研究方案中的各種算法，提高方案在硬件平臺(tái)上的實(shí)現(xiàn)效率。在此基礎(chǔ)上，走出一條自主化道路，為風(fēng)云氣象衛(wèi)星事業(yè)的良性發(fā)展做出貢獻(xiàn)。