基于矩陣變壓器的高降壓比高效率LLC諧振變換器設計

鄧孝祥， 劉浩男， 張偉杰

(黑龍江科技大學 電氣與控制工程學院， 哈爾濱 150022)

0 引 言

近年來，隨著光伏、儲能、新能源汽車、綠色數(shù)據(jù)中心等產業(yè)的興起，對開關電源的效率和功率密度要求越來越高，極大推動系統(tǒng)供電朝高頻化、高效率和高功率密度的方向發(fā)展[1-3]。在我國提出碳達峰、碳中和的背景下，提升供電系統(tǒng)的效率是十分必要的。由于傳統(tǒng)的DC-DC變換器工作在硬開關狀態(tài)，不利于高頻化的設計，且EMI噪聲較大，需要考慮效率與功率密度之間的平衡。LLC諧振變換器工作在諧振狀態(tài)，可以利用滯后電流實現(xiàn)開關管的零電壓開通，降低開關損耗，有利于高頻化設計。新型的寬禁帶半導體GaN器件具有開關速度快、無反向恢復、封裝小的特點，具有很低的引線電感，相比于傳統(tǒng)的Si器件，前者擁有十分優(yōu)異的高頻特性[4-7]。筆者結合實際需求，設計一款基于GaN器件的LLC諧振變換器，采用矩陣式變壓器平分副邊的電流應力，設計380～400 V輸入，12 V/42 A輸出的高頻高效DC-DC變換器。

1 半橋LLC工作原理

半橋LLC拓撲如圖1所示。其由開關網絡、諧振網絡和整流網絡三部分組成。開關網絡由兩個開關管組成半橋結構，產生方波激勵，開關管Q1和Q2互補導通，占空比為50%，需要留有一定的死區(qū)時間防止橋臂直通，同時，為實現(xiàn)開關管零電壓開通提供條件[8-9]。諧振網絡由諧振電容Cr、諧振電感Lr和變壓器勵磁電感Lm組成，變壓器提供電氣隔離以及降壓功能，變比為n∶1∶1。整流網絡將變壓器輸出的交流電轉換為直流電，經濾波電容后對負載RL供電。兩只二極管組成全波整流，也可以采用橋式整流，二極管D1和D2在輸出電流較大時，可以改為MOSFET，實現(xiàn)同步整流以降低導通損耗。

圖1 半橋LLC拓撲Fig. 1 Half-bridge LLC topology

LLC變換器通常采用PFM控制，通過調節(jié)開關頻率fSW，使Lr和Cr的交流阻抗隨開關頻率改變，進而穩(wěn)定輸出電壓。LLC諧振變換器有兩個諧振點，在開關管導通時，原邊向副邊傳遞能量，由于整流二極管導通，變壓器原邊勵磁電感Lm被鉗位，Lm不參與諧振，諧振頻率為

在死區(qū)時間內，整流二極管不導通，勵磁電感Lm失去鉗位，Lm參與諧振，諧振頻率為

傳統(tǒng)的建模方法已經不適用LLC拓撲，考慮到LLC變換器工作在諧振點附近，諧振電流近似為正弦波，將諧振網絡等效為一個低通濾波器，將輸入諧振網絡的方波電壓進行傅里葉分解，除基波以外的諧波分量均被濾除，盡管這不是足夠精確，但是對于實際應用來說是完全可行的，其誤差可以忽略。將原電路等效為正弦交流電路，利用其基波分析正弦穩(wěn)態(tài)電路，這就是基波分析法(FHA)。只要LLC變換器工作時與諧振點偏差不大，將會得到準確的分析結果。圖1的半橋LLC拓撲可以等效為圖2所示電路。

圖2 FHA等效電路Fig. 2 FHA equivalent circuit

將開關網絡產生的單極性方波電壓進行傅里葉分解，由于諧振回路中的電容具有通交流隔直流的作用，因此，僅有交流分量流過諧振回路，且諧振回路工作在諧振點附近，可視為其對其他高次諧波具有高阻抗，分解后的基波為

其有效值為

由于副邊整流二極管導通時將變壓器繞組電壓鉗位，副邊整流網絡的輸入波形可近似為方波，其基波分量為

式中，φ1——uoe與uge之間的相位差。

uoe的有效值為

輸出電流可等效為

式中，φ2——ioe與uoe之間的相位差。

ioe的有效值為

將負載電阻折算到變壓器原邊，得到交流等效負載電阻為

根據(jù)等效電路，可以得到交流增益為

為方便處理，定義

則M可歸一化為

(1)

由式(1)可以看出，此時增益M是電感比k、品質因數(shù)Q、歸一化開關頻率fn的函數(shù)，而在電路參數(shù)設計好以后，k為固定值，Q根據(jù)負載電阻的大小而變化，M主要受fn控制。為研究其增益變化，分別固定k和Q，觀察增益曲線變化。設k=3，得到不同Q下的增益曲線如圖3所示，隨著增大負載，Q會逐漸增大。

圖3 不同Q值下的增益曲線Fig. 3 Gain curves at different Q values

當Q=1時，得到不同k值下的增益曲線如圖4所示。

圖4 不同k值下的增益曲線Fig. 4 Gain curves at different k values

由圖4可以看出，在同樣的頻率變化范圍內，k值越小，增益變化范圍越大，反之越小。如果輸出電壓需要在較寬的范圍內調節(jié)，就可以選擇相對較小的k值，調節(jié)更容易，但需要增加頻率的調節(jié)精度，通常變換器為恒壓輸出，k值取3～6為宜。

2 GaN器件在LLC中的優(yōu)勢

相比于Si器件和SiC器件，GaN器件具有諸多優(yōu)點。目前，GaN器件在硬開關應用中已經顯示出巨大優(yōu)勢[10-12]。針對LLC軟開關拓撲，GaN器件也擁有優(yōu)異的表現(xiàn)，但是目前應用較少，LLC拓撲通常用在電源的DC-DC級，將前級PFC輸出的高壓直流電變換為所需要的電壓，并提供電氣隔離，通過將電路的雜散參數(shù)參與諧振，可以實現(xiàn)高效率、低EMI等。尤其在高頻和高效高密電源中，如數(shù)據(jù)中心的電源模塊、車載充電機(OBC)、站點能源等方面，效率的提升可以明顯提高效益。

LLC工作時，諧振腔電流由變壓器的勵磁電流和經過折算后的負載電流組成，勵磁電流通過建立磁場并不向負載傳遞能量，在每個死區(qū)時間內，勵磁能量反向流動至供電側，在這個過程中，首先會對開關管的漏源極間的寄生電容放電，電容放電接近0 V為開關管的ZVS開通提供了條件，勵磁電流在原邊循環(huán)將會產生額外的通態(tài)損耗，因此，減小開關器件漏源極間的寄生電容將有助于效率的提升。此外，開關器件在高頻下工作時，驅動損耗也不容忽視，Ciss(輸入電容)越小則驅動損耗越小。相比之下，GaN器件的時間相關有效輸出電容CO約低于普通Si器件的10倍，并且柵極電荷更少，在高頻下更具有優(yōu)勢。GaN HFET與Si MOSFET的柵極電荷對比如圖5所示，由圖5可以看到，在相同的RDS(ON)(導通電阻)下，GaN HFET的柵極電荷量更少。

提高開關電源的頻率后，可以使用更小的電感、電容和變壓器，功率密度提升明顯。最小死區(qū)時間tmin可以表示為

tmin≥16COfSWLm。

圖5 GaN HFET與Si MOSFET柵極電荷對比Fig. 5 Gate charge comparison of GaN HFET and Si MOSFET

3 實驗驗證

基于以上分析，設計了一款額定功率500 W的實驗樣機，如圖6所示。樣機參數(shù)諧振電感為36 μH，諧振電容為8.2 nF，諧振頻率為293 kHz，總勵磁電感52 μH，變壓器數(shù)量為2個，每個變壓器變比為8∶1∶1。輸入電壓380～400 V，輸出電壓額定12 V，輸出電壓可在10～14 V調節(jié)，最大輸出電流50 A，功率密度為3.01 W/cm3。

圖6 樣機實物Fig. 6 Prototype object

主控選用TI公司的C2000系列定點DSP，型號為TMS320 F28027。該DSP集成了豐富的外設功能，主要用到的有ADC和ePWM模塊。并且該DSP專門為開關電源進行了優(yōu)化，具有HRPWM(高分辨率PWM)功能，樣機正常工作在諧振點附近，在如此高的頻率下進行PFM控制，普通的控制芯片無法輸出所需的調頻精度，而HRPWM功能恰好能夠提供足夠的精度，使用高精度周期控制，可以做到精確的電壓步進以及穩(wěn)壓效果。

由于輸出電流較大，在設計磁性元件時需要考慮變壓器副邊繞組的電流應力，同時，還要兼顧變壓器的體積與高度，較大的峰值電流也對后級的整流電路提出了挑戰(zhàn)，額外增加了導通損耗，不利于提高效率。因此，文中最終采用矩陣變壓器設計，將原變壓器參數(shù)一分為二，兩只變壓器參數(shù)相同，單只變壓器的變比為8∶1∶1，勵磁電感為26 μH，磁芯選擇PQ2620，材質為鐵氧體PC95，手工繞制。結構上將兩只變壓器原邊串聯(lián)，副邊整流后并聯(lián)，等效變比為16∶1∶1，勵磁電感為52 μH。主電路拓撲如圖7所示。

圖7 主電路拓撲Fig. 7 Main circuit topology

由圖7可見，開關管S1和S2為GaN Systems公司生產的GaN器件，型號為GS66508T。在電流由源極流向漏極時，由于其沒有體二極管，而是流經內部2DEG(二維電子氣層)，在第三象限導通時會有較大的壓降，增加了通態(tài)損耗，故在S1和S2兩端各并聯(lián)一個超快恢復二極管，提供續(xù)流通路。

在低壓大電流輸出時，若采用肖特基二極管整流，雖然其壓降較低，但是在流過非常大的有效值電流時，產生的導通損耗也非?？捎^，導致變換器效率低，通常需要較大的散熱器，不利于高功率密度設計。因此，設計選用同步整流方案，在變壓器副邊，利用MOSFET代替整流網絡的二極管，如圖7中Q1～Q4?？紤]到變壓器副邊為帶有中心抽頭結構，每個MOSFET承受電壓為輸出電壓的兩倍，再保留一定的裕量，因此，選用耐壓為40 V的MOSFET即可滿足，最終選用的是英飛凌IRFH7804，導通電阻0.95 mΩ，耐壓40 V。其PQFN封裝具有體積小、低引線電感的優(yōu)點，極低的導通電阻有效降低了導通損耗，通過漏極將熱量傳遞到PCB，節(jié)省了散熱器的體積。同步整流控制芯片選用UCC24162-2，最高開關頻率為800 kHz，芯片內置穩(wěn)壓器，可以兼容5～28 V電壓，因此，可以直接從變換器輸出端取電，簡化了設計。仿真結果如圖8～12所示。

圖8為變換器在輕載時的開關節(jié)點USW波形、諧振腔電流Ir波形、諧振電容電壓UCr波形和諧振電感電壓ULr波形。由圖8可以看出，輕載時開關管S1和S2依然可以實現(xiàn)軟開關，諧振電容電壓為直流分量和交流分量的合成。由于輸出電流幾乎為零，因此，諧振腔電流主要為變壓器的勵磁電流，近似為三角波。

圖8 變換器輕載波形Fig. 8 Waveform of converter under light load

圖9 變換器半載波形與工作溫度Fig. 9 Half load waveform and operating temperature of converter

圖10 變換器負載階躍波形Fig. 10 Waveform of converter at load step

圖11 變換器輸入電壓跳變波形Fig. 11 Waveform of converter at input voltage step

圖12 樣機效率曲線Fig. 12 Efficiency for prototype

由圖9a變換器半載時各節(jié)點波形可以看出，此時諧振腔電流接近正弦。由圖9b變換器半載工作時熱像儀圖形可以看出，P0～P3的溫度分別為諧振電感35.0 ℃，諧振電容37.1 ℃，變壓器T1為33.5 ℃，T2為35.0 ℃。很明顯，兩只變壓器溫度不同，考慮到變壓器制作時勵磁電感由于誤差略有不同，因此在使用矩陣變壓器時盡量選擇參數(shù)一致性好的變壓器，尤其在高頻時由于參數(shù)誤差會導致溫度差更大。由圖10的變換器在半載與滿載切換時的輸出電壓波形和輸出電流波形可以看出，系統(tǒng)在半載到滿載切換過程中，輸出電壓較為穩(wěn)定，動態(tài)響應良好。由圖11輸入電壓在380 V到400 V跳變時的輸入輸出電壓波形可以看出，輸出電壓略有波動，但整體比較穩(wěn)定，滿足要求。由圖12實驗樣機的效率曲線可見，輕載時效率較低，隨著功率的增加，最高效率達到96.2%。

4 結 論

(1) 提出了一種適用于低壓大電流直流供電應用中的高降壓比高效率LLC諧振變換器的優(yōu)化設計方法，分析了不同品質因數(shù)Q和電感比k對變換器增益的影響，實現(xiàn)了諧振參數(shù)的優(yōu)化設計。原邊采用新型GaN器件實現(xiàn)了高頻化，對稱式矩陣變壓器滿足低壓大電流的輸出要求，分散了副邊同步整流管的電流應力，進一步降低導通損耗。

(2)設計搭建了一臺額定功率500 W半橋LLC諧振變換器實驗樣機，在輸入電壓380～400 V直流時，輸出電壓12 V直流，峰值效率96.2%，系統(tǒng)功率密度3.01 W/cm3。實驗表明，在全負載范圍內，原邊開關器件均能實現(xiàn)零電壓開通，實現(xiàn)了高頻化、高效率與高功率密度，具有良好的動態(tài)特性，在此基礎上，后續(xù)將考慮采用平面變壓器實現(xiàn)系統(tǒng)性能的進一步提升與優(yōu)化。