一種SiGe BiCMOS寬帶低噪聲放大器設(shè)計(jì)

郭 斐，梁 煜，張 為，楊 雪

(天津大學(xué) 微電子學(xué)院，天津 300072)

主流的寬帶LNA采用共發(fā)射極(Common Emitter，CE)結(jié)構(gòu)與共基共射(Cascode)結(jié)構(gòu)，其優(yōu)勢在于寬頻帶和高穩(wěn)定性，但增益平坦度和阻抗匹配較差。目前提出的帶寬拓展技術(shù)[4-6]，如帶通濾波器匹配結(jié)構(gòu)[7-8]、電阻反饋式結(jié)構(gòu)[9-11]與分布式結(jié)構(gòu)等[12-13]，主要在工作帶寬、噪聲系數(shù)與芯片面積等方面進(jìn)行折中考慮。其中，帶通濾波器匹配網(wǎng)絡(luò)可實(shí)現(xiàn)較寬帶寬的輸入輸出阻抗匹配，但無源匹配網(wǎng)絡(luò)中的電感面積較大，增加了芯片面積；電阻反饋式結(jié)構(gòu)可改善帶內(nèi)增益平坦度，但由于反饋電阻引入熱噪聲，增大了LNA的輸入等效噪聲；分布式結(jié)構(gòu)可工作于超寬頻帶并具有穩(wěn)定的增益，但一般為多級級聯(lián)結(jié)構(gòu)，芯片功耗高、面積大。

筆者提出了一種在超寬工作頻帶內(nèi)實(shí)現(xiàn)較低的噪聲、較好寬帶匹配以及適中面積的LNA結(jié)構(gòu)。該結(jié)構(gòu)利用硅鍺異質(zhì)結(jié)雙極晶體管(SiGe Heterojunction Bipolar Transistor，SiGe HBT)的密勒電容，令負(fù)載網(wǎng)絡(luò)直接參于輸入匹配，可去除基極電感，降低輸入端無源器件引入的噪聲。相較于傳統(tǒng)的輸入噪聲與功率同時(shí)匹配的方法，該結(jié)構(gòu)不僅實(shí)現(xiàn)了寬帶阻抗匹配，還消除了基極電感的寄生效應(yīng)對LNA噪聲系數(shù)的影響，且在頻帶內(nèi)具有較為平坦的增益，對擴(kuò)展LNA的工作帶寬有重要意義。

1 寬帶LNA的分析與設(shè)計(jì)

1.1 噪聲分析

將低噪聲放大器用一個(gè)理想的無噪聲二端口網(wǎng)絡(luò)來表示，其內(nèi)部噪聲源可等效為串聯(lián)在輸入端的噪聲電壓源與并聯(lián)在輸入端的噪聲電流源。噪聲系數(shù)RNF是二端口網(wǎng)絡(luò)噪聲源和信號源阻抗的函數(shù)，可表示為[14]

(1)

其中，RNFmin為最小噪聲系數(shù)；YS=GS+jBS，為輸入源導(dǎo)納；Yopt為獲得最小噪聲系數(shù)時(shí)的最佳源導(dǎo)納；Rn為等效噪聲電阻，Rn的值決定噪聲系數(shù)RNF對YS偏離Yopt的靈敏度。集電極電流密度JC決定了放大級的最小噪聲系數(shù)RNFmin。與MOSFET相比，SiGe HBT的RNFmin對應(yīng)的最佳集電極電流密度更小，因此LNA的功耗更低。當(dāng)Yopt=YS時(shí)，二端口網(wǎng)絡(luò)的噪聲系數(shù)達(dá)到最小值RNFmin，此時(shí)達(dá)到最佳噪聲匹配。根據(jù)弗里斯公式，多級級聯(lián)LNA的噪聲主要由第一放大級的噪聲決定，后級放大器的噪聲貢獻(xiàn)與LNA的增益成反比[15]。

若忽略HBT的密勒電容Cμ，傳統(tǒng)的窄帶LNA的結(jié)構(gòu)如圖1 (a)所示，即采用在基極加入電感的方式實(shí)現(xiàn)單頻點(diǎn)上的最佳噪聲與輸入功率同時(shí)匹配。該傳統(tǒng)方法的等效小信號噪聲模型如圖1(b)所示，忽略散粒噪聲的相關(guān)性與值較小的寄生項(xiàng)，計(jì)算出傳統(tǒng)方法的噪聲系數(shù)RNF1為

(2)

其中，RS為電源內(nèi)阻，RLb為基極電感Lb的寄生電阻，Rb為HBT的基極電阻，Re為發(fā)射極電感Le的寄生電阻，Ze為Le與Re的串聯(lián)阻抗，RL為負(fù)載電阻，RLp為負(fù)載電感Lp的寄生電阻，Zp為Lp與RLp的串聯(lián)阻抗，Zπ為HBT基極與發(fā)射極間的阻抗(忽略基極發(fā)射極電阻)，gm為HBT的跨導(dǎo)。在設(shè)計(jì)過程中，由于基極電感一般采用較大感值的頂層金屬電感，會存在串聯(lián)電阻和襯底耦合等寄生效應(yīng)，寄生電阻RLb增加了噪聲電阻Rn，使RNF對最佳噪聲源阻抗的失配更加敏感。更為重要的是，密勒電容Cμ的存在不可忽略，其值會影響輸入阻抗，以致在實(shí)際設(shè)計(jì)中無法實(shí)現(xiàn)精準(zhǔn)的噪聲與功率同時(shí)匹配。

(a) 傳統(tǒng)窄帶低噪聲放大器結(jié)構(gòu)圖

圖2 密勒電容寬帶匹配結(jié)構(gòu)圖

為實(shí)現(xiàn)低噪聲和超寬的工作帶寬，文中提出了一種改良的密勒電容寬帶匹配的設(shè)計(jì)方法，如圖2所示。該方法基于共發(fā)射極結(jié)構(gòu)，利用HBT的密勒電容Cμ，將負(fù)載電感與電阻納入輸入匹配的計(jì)算，在傳統(tǒng)方法的基礎(chǔ)上，去除了基極電感Lb，以消除基極無源器件的寄生電阻引入的噪聲。同時(shí)在保證較低RNF的前提下，通過控制負(fù)載值實(shí)現(xiàn)較寬工作帶寬內(nèi)的輸入阻抗匹配，以達(dá)到超寬頻帶內(nèi)噪聲和功率匹配間的平衡。

與空白組比較，模型組和各給藥組大鼠滑膜組織中OPG mRNA的表達(dá)量均顯著降低，RANKL、RANK mRNA的表達(dá)量均顯著升高，差異均有統(tǒng)計(jì)學(xué)意義（P＜0.01）。與模型組比較，各給藥組大鼠滑膜組織中OPG mRNA的表達(dá)量均顯著升高，RANKL、RANK mRNA的表達(dá)量均顯著降低，且八角楓水提液高劑量組大鼠滑膜組織中RANKL mRNA以及其中、高劑量組大鼠滑膜組織中RANK mRNA的表達(dá)量均顯著低于陽性組，差異均有統(tǒng)計(jì)學(xué)意義（P＜0.05），詳見圖1、表5。

新方法的等效小信號噪聲模型在圖1(b)的基礎(chǔ)上去除寄生電阻RLb與其對應(yīng)的噪聲電流源，考慮密勒電容的阻抗Zμ，忽略部分值較小的寄生項(xiàng)，所得到的噪聲系數(shù)RNF2為

(3)

與式(2)進(jìn)行對比，RNF2的第2項(xiàng)表明去除基極電感完全消除了寄生電阻RLb對LNA噪聲系數(shù)的影響，RNF2的第3、4項(xiàng)相當(dāng)于在RNF1的第3、4項(xiàng)的基礎(chǔ)上乘以比例因子(RS+Rb+Zμ)2/(Ze-Zμ)2與Zμ2/(Ze-Zμ)2，二者的值均小于1。分析表明，比起傳統(tǒng)的噪聲功率同時(shí)匹配方法，新方法在一定程度上降低了LNA的噪聲系數(shù)。

采用0.13 μm SiGe BiCMOS工藝提供的器件模型進(jìn)行實(shí)際電路驗(yàn)證，其中HBT采用高精度HICUM模型，以確保高頻噪聲仿真精度。采用傳統(tǒng)窄帶方法(圖1)、含Lb的Cascode方法以及文中提出的新方法分別進(jìn)行噪聲仿真。圖3(a)為3種方法在6～30 GHz頻帶內(nèi)的最小噪聲系數(shù)RNFmin的對比，圖3(b)為3種方法所得到的噪聲系數(shù)RNF的對比。仿真結(jié)果表明，在6 GHz處，密勒電容寬帶匹配方法比傳統(tǒng)方法的RNF小0.2 dB，比Cascode結(jié)構(gòu)的RNF小0.4 dB。隨著頻率上升，新方法降低噪聲的效果愈發(fā)顯著，因而適用于高頻寬帶應(yīng)用。

(a) 3種LNA結(jié)構(gòu)的RNFmin對比圖

1.2 輸入匹配分析

對于傳統(tǒng)的噪聲與功率同時(shí)匹配技術(shù)，其輸入阻抗Zin1約為

(4)

為實(shí)現(xiàn)輸入阻抗匹配，通常將實(shí)部gmLe/Cπ項(xiàng)設(shè)計(jì)為50 Ω。由于寄生電容引入的虛部項(xiàng)1/ωCπ數(shù)量級較大，需通過增加基極電感提供ωLb項(xiàng)共同抵消1/ωCπ項(xiàng)。但此方法的缺陷在于僅當(dāng)諧振頻率滿足ω0=(1/(Lb+Le)Cπ)1/2時(shí)，Zin1的虛部才能被抵消為零，因而僅適用于單頻點(diǎn)或窄帶應(yīng)用。

相較于傳統(tǒng)方法，文中提出的密勒電容寬帶匹配方法能實(shí)現(xiàn)超寬帶的輸入匹配。在所需的工作頻段里，其簡化小信號等效模型如圖4所示，其中ZL包含負(fù)載電感Lp、負(fù)載電阻RL、極間電容CS與下一級等效輸入阻抗R。假設(shè)ZL?jωLe且gmZL?1，忽略較小的寄生項(xiàng)，計(jì)算得到新方法的輸入阻抗Zin2約為

(5)

若設(shè)置負(fù)載電感Lp的值與極間電容CS滿足

(6)

則Zin2的表達(dá)式可簡化為

(7)

其中，寄生電容Cπ引入Zin2虛部的ωgm2CμLe2/Cπ項(xiàng)的值較小，因此無需加入基極電感Lb，只需發(fā)射極電感提供的ωLe項(xiàng)即可將Zin2虛部抵消為零。更重要的是，新方法的虛部抵消條件gm2CμLe=Cπ與頻率無關(guān)。因此，可在超寬工作頻帶中實(shí)現(xiàn)虛部最小化，即可達(dá)到超寬工作頻帶內(nèi)的輸入匹配，有效擴(kuò)展了LNA的工作帶寬。

圖4 密勒電容寬帶匹配方法的等效小信號模型圖

采用實(shí)際電路進(jìn)行設(shè)計(jì)驗(yàn)證，圖5顯示了在史密斯圓圖上不同LNA結(jié)構(gòu)的輸入阻抗隨頻率的變化。結(jié)果表明，傳統(tǒng)方法與Cascode結(jié)構(gòu)的輸入阻抗隨頻率變化波動(dòng)較大，必須通過加入無源濾波網(wǎng)絡(luò)等其他方法才能實(shí)現(xiàn)全頻帶輸入匹配。但文中提出的新方法在6～30 GHz全頻段內(nèi)變化較小，且基本保持在50 Ω附近，可保持較好的輸入匹配。由于實(shí)際電路中各器件復(fù)雜的寄生效應(yīng)影響，理論值與實(shí)際仿真值存在一定差異，需要結(jié)合具體仿真結(jié)果調(diào)節(jié)各參數(shù)值。

圖5 3種LNA結(jié)構(gòu)的輸入阻抗對比圖

1.3 增益平坦度設(shè)計(jì)

文中提出的方法能夠?qū)崿F(xiàn)低噪聲與超寬帶同時(shí)匹配，但為保證Zin2的化簡條件成立，需控制級間電容CS為定值，且負(fù)載電感Lp為大感值電感，使得該放大級的諧振頻點(diǎn)較低，增益峰值被限制在較低頻率。當(dāng)工作頻率高于諧振頻率時(shí)，由于HBT寄生電容的存在，首級放大器的增益會以20 dB/dec的斜率滾降，單級共發(fā)射極放大器無法實(shí)現(xiàn)全頻帶內(nèi)的增益平坦。文中采用多級增益帶寬拓展技術(shù)，通過設(shè)置負(fù)載器件的參數(shù)，可將第2、3級的諧振頻率分別設(shè)計(jì)為23.5 GHz與17 GHz，使三級放大器分別諧振在不同的頻點(diǎn)，利用后級放大器的高頻增益來補(bǔ)償?shù)?級放大器增益的滾降。此外，由于后兩級放大器的諧振頻率較高，因此可抑制首級放大器在低頻段中增益過高的情況，使單級增益在對數(shù)域相加得到的整體增益在寬頻帶內(nèi)保持良好的平坦度。

圖6 采用并聯(lián)峰化技術(shù)的Cascode結(jié)構(gòu)圖

文中共采用三級放大器級聯(lián)結(jié)構(gòu)，第1放大級為密勒電容寬帶匹配的共發(fā)射極，目的是降低輸入噪聲并且實(shí)現(xiàn)較寬帶寬內(nèi)的輸入匹配。第2級與第3級采用Cascode結(jié)構(gòu)，以提供適當(dāng)?shù)难a(bǔ)償增益與較高的反向隔離度。負(fù)載分別采用單電感與并聯(lián)峰化技術(shù)，如圖6所示，并聯(lián)峰化技術(shù)是負(fù)載電感Lp與負(fù)載電阻RL的串聯(lián)取代單個(gè)負(fù)載電阻，共同與輸出節(jié)點(diǎn)并聯(lián)電容C諧振。對于并聯(lián)峰化網(wǎng)絡(luò)可得到傳遞函數(shù)Z(s)的表達(dá)式為

(8)

由于電阻與電感的串聯(lián)，在傳遞函數(shù)中引入一個(gè)新的零點(diǎn)，導(dǎo)致輸出阻抗隨頻率上升而增大，以補(bǔ)償電容導(dǎo)致的輸出阻抗減小，從而擴(kuò)展了增益?zhèn)鬟f函數(shù)的帶寬。定義變量m=RL2C/Lp，代入式(8)，并歸一化，得到歸一化阻抗Z0(s)，如式(9)所示。其中，ω0=1/RLC，為3 dB帶寬。通過調(diào)整負(fù)載電感Lp與負(fù)載電阻RL，選取合適的m值，可最大程度獲得超寬頻帶內(nèi)的增益平坦度為

(9)

2 整體電路設(shè)計(jì)與仿真

文中設(shè)計(jì)的6～30 GHz超寬帶低噪聲放大器基于0.13 μm SiGe BiCMOS工藝，其中SiGe HBT的截止頻率高達(dá)200 GHz，有利于高頻寬帶設(shè)計(jì)。LNA的整體電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖7 (a)所示，為滿足增益指標(biāo)要求，電路整體采用三級級聯(lián)放大拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，單電源供電，通過電流鏡控制集電極電流，各級的集電極電流設(shè)置為6 mA，盡可能靠近對應(yīng)最優(yōu)噪聲的偏置電流密度。在直流支路中加入去耦電容，防止將該支路的噪聲耦合到共享電路中。芯片版圖如圖7 (b)所示，總體面積為0.8 mm×1.1 mm，核心面積為0.6 mm×0.8 mm，在1.8 V的電壓下整體功耗為37.2 mW。按照2 000 V人體靜電模型的要求，加入了靜電保護(hù)電路。

(a) 寬帶低噪聲放大器電路原理圖

利用Cadence spectre仿真軟件進(jìn)行后仿提參，由于文中設(shè)計(jì)的LNA工作頻率高達(dá)30 GHz，因此需使用ADS momentum仿真工具對無源電感、電容及金屬互聯(lián)線部分進(jìn)行電磁仿真，并對HBT進(jìn)行寄生參數(shù)提取，將二者聯(lián)合仿真，使仿真結(jié)果更接近實(shí)際結(jié)果。圖8為LNA聯(lián)合仿真的各項(xiàng)性能指標(biāo)。在圖8(a)所示的S參數(shù)中，S21曲線表示LNA的增益，在工作頻段6～30 GHz內(nèi)，S21的最大值在6 GHz處取到為 19.1 dB，最小值在13.7 GHz處取到為16.5 dB，全頻段增益波動(dòng)小于±1.3 dB。輸入反射系數(shù)S11在整個(gè)頻帶范圍內(nèi)小于-11.9 dB，輸出反射系數(shù)S22小于-13.7 dB，且隨著頻率上升而逐漸減小。S11與S22的仿真結(jié)果顯示出本設(shè)計(jì)LNA優(yōu)良的寬帶輸入輸出阻抗匹配性能，表明所采用的密勒電容寬帶匹配結(jié)構(gòu)有效。圖8(b)所示的噪聲系數(shù)RNF在6～30 GHz內(nèi)為1.46～2.66 dB，具有相對平坦且較低的噪聲系數(shù)。圖8(c)顯示S12在全頻段范圍內(nèi)小于-47 dB，表明端口具有很好的隔離度，圖8(d)為端口的1 dB壓縮點(diǎn)仿真曲線，在15 GHz處，輸入1 dB壓縮點(diǎn)為-25.6 dBm。圖8(e)為LNA的穩(wěn)定因子Kf的仿真曲線，可知Kf的值遠(yuǎn)大于1，表明電路非常穩(wěn)定，在工作頻帶內(nèi)不會發(fā)生振蕩。表1為文中設(shè)計(jì)的寬帶低噪聲放大器與近年部分文獻(xiàn)的性能比較，得益于提出的密勒電容寬帶匹配技術(shù)，文中設(shè)計(jì)的寬帶LNA工作頻帶為6～30 GHz，在帶寬方面有一定的優(yōu)勢，且在工作帶寬內(nèi)噪聲系數(shù)表現(xiàn)優(yōu)越。品質(zhì)因數(shù)(FoM)是衡量寬帶LNA綜合性能的一個(gè)指標(biāo)參數(shù)[20]，從表中可看出，文中設(shè)計(jì)的LNA在綜合性能方面表現(xiàn)更優(yōu)。

(a) S參數(shù)仿真結(jié)果圖

表1 文中設(shè)計(jì)與其他文獻(xiàn)性能對比

3 結(jié)束語

文中提出一種寬帶匹配低噪聲放大器的實(shí)現(xiàn)方法。該方法基于共發(fā)射極，去除基極電感并利用輸出負(fù)載網(wǎng)絡(luò)進(jìn)行輸入匹配。通過對寬帶輸入阻抗匹配與噪聲特性的理論分析與仿真驗(yàn)證，確定了該方法的可行性。基于此種結(jié)構(gòu)，利用0.13 μm SiGe BiCMOS工藝設(shè)計(jì)了一款超寬帶低噪聲放大器。該款LNA為三級放大級級聯(lián)，首級采用密勒電容寬帶匹配結(jié)構(gòu)，后兩級采用Cascode結(jié)構(gòu)，滿足工作帶寬內(nèi)的增益平坦度和反向隔離度。文中所設(shè)計(jì)的寬帶低噪聲放大器的噪聲系數(shù)在6～30 GHz頻段范圍內(nèi)低于2.66 dB，增益在16.5～19.1 dB之間，且實(shí)現(xiàn)了較好的匹配性能。該LNA具有優(yōu)良的綜合性能，可應(yīng)用于超寬帶接收系統(tǒng)。