大功率淺海拖曳式海洋可控源可調(diào)恒壓雙鉗位發(fā)射技術(shù)

張文進(jìn)，劉麗華，余剛，劉小軍，方廣有

(1. 中國(guó)科學(xué)院空天信息創(chuàng)新研究院，北京，100000；2. 中國(guó)科學(xué)院大學(xué)，北京，100000；3. 山東藍(lán)?？扇急碧介_(kāi)發(fā)研究院有限公司，山東威海，264200)

隨著陸地資源日漸枯竭，海洋資源探測(cè)和開(kāi)發(fā)越來(lái)越重要。海洋可控源電磁法是勘探海洋地質(zhì)結(jié)構(gòu)與研究油氣資源分布的重要手段之一。該方法通過(guò)發(fā)射系統(tǒng)激勵(lì)產(chǎn)生低頻電磁場(chǎng)在海水、海底沉積物、地下高阻層中傳播，利用海底接收機(jī)對(duì)電磁場(chǎng)進(jìn)行觀測(cè)并存儲(chǔ)數(shù)據(jù)。由于電磁場(chǎng)在不同介質(zhì)中的傳播和衰減速度各不相同，通過(guò)對(duì)電磁觀測(cè)數(shù)據(jù)進(jìn)行處理，可以得到反映海底地質(zhì)層的電阻率變化信息，從而獲得海底地質(zhì)結(jié)構(gòu)和油氣資源三維分布狀況[1]。

20世紀(jì)70年代，CHAVE等[2?5]采用電偶極源在深海中發(fā)射電磁場(chǎng)進(jìn)行可控源電磁探測(cè)實(shí)驗(yàn)，并通過(guò)電磁接收機(jī)獲得了實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù)。進(jìn)入21世紀(jì)后，海洋可控源電磁探測(cè)技術(shù)愈發(fā)成熟，按其發(fā)射方式主要分為深海拖曳式、淺海拖曳式和垂直發(fā)射式3種。由于垂直發(fā)射式探測(cè)技術(shù)工作效率低且對(duì)垂直角精度要求較高，目前主流的海洋可控源發(fā)射系統(tǒng)采用深海拖曳式和淺海拖曳式2 種[6]。深海拖曳式發(fā)射需要在海底拖曳發(fā)射艙，固定或拖曳式接收信號(hào)，國(guó)際機(jī)構(gòu)在這一領(lǐng)域處于壟斷地位。為解決深海拖曳式探測(cè)技術(shù)效率低的問(wèn)題，相關(guān)機(jī)構(gòu)設(shè)計(jì)了海面淺拖拽發(fā)射接收裝置，該裝置采用甲板發(fā)射方式，拖曳水平偶極子在水下100 m處，發(fā)射電流為1 500 A，發(fā)射偶極矩為800 m，主要用于淺海域勘探[7]。我國(guó)的海洋可控源技術(shù)研究與國(guó)外相比還存在較大差距。國(guó)內(nèi)已有學(xué)者對(duì)深海拖曳發(fā)射技術(shù)展開(kāi)研究并完成勘探測(cè)試驗(yàn)證[8]，而有關(guān)淺海拖曳技術(shù)的研究較少。

海洋可控源電磁脈沖發(fā)射機(jī)是海洋電磁探測(cè)系統(tǒng)的核心裝置之一，發(fā)射機(jī)需要產(chǎn)生重頻穩(wěn)定、脈沖邊沿質(zhì)量高的雙極性電流脈沖，電流波形質(zhì)量能夠直接影響系統(tǒng)探測(cè)深度與測(cè)量精準(zhǔn)度。一方面，保持電流脈沖上升沿與平頂段的線性穩(wěn)定，可以減少對(duì)接收信號(hào)的噪聲干擾；另一方面，電流脈沖下降沿關(guān)斷時(shí)間短、線性度高，能夠產(chǎn)生足夠的高頻諧波信號(hào)分量，有利于海底淺部信息探測(cè)[9]。與此同時(shí)，要保證電流脈沖下降沿在關(guān)斷時(shí)不能產(chǎn)生反向過(guò)沖和振蕩，否則會(huì)嚴(yán)重影響早期場(chǎng)的數(shù)據(jù)觀測(cè)[10?14]。不同于其他應(yīng)用環(huán)境下的電磁探測(cè)方法，海洋環(huán)境中海水的高導(dǎo)電率使電磁場(chǎng)趨膚效應(yīng)更加明顯，導(dǎo)致電磁場(chǎng)在海水中衰減幅度較大，通常采用增大發(fā)射電流的方式來(lái)提高探測(cè)深度，發(fā)射峰值電流須達(dá)到1 kA 或以上，同時(shí)要求電流脈沖在關(guān)斷時(shí)快速發(fā)生線性變化，且關(guān)斷時(shí)間靈活可調(diào)，電流脈沖重頻范圍能覆蓋低頻和較高頻，從而滿足不同深度的海底地質(zhì)結(jié)構(gòu)和海洋資源探測(cè)需求。

為滿足上述電流脈沖發(fā)射要求，本文提出一種新型的可調(diào)恒壓雙鉗位發(fā)射技術(shù)。區(qū)別于傳統(tǒng)的恒壓鉗位方法，可調(diào)恒壓雙鉗位方法不僅對(duì)電流下降沿進(jìn)行恒壓鉗位，實(shí)現(xiàn)電流下降沿快速線性下降，同時(shí)對(duì)電流上升沿進(jìn)行恒壓鉗位，實(shí)現(xiàn)電流上升沿快速線性提升。不僅如此，鉗位電壓還可以根據(jù)實(shí)際應(yīng)用需求進(jìn)行調(diào)節(jié)，實(shí)現(xiàn)電流關(guān)斷時(shí)間靈活可調(diào)。因此，可調(diào)恒壓雙鉗位技術(shù)通過(guò)對(duì)電流脈沖雙邊沿鉗位控制，不僅可以提高邊沿質(zhì)量，而且有利于較高重頻電磁脈沖的產(chǎn)生和精確控制，同時(shí)，靈活可調(diào)的關(guān)斷時(shí)間有利于不同頻率諧波分量的產(chǎn)生與高效發(fā)射，從而滿足對(duì)海底不同深度探測(cè)目標(biāo)的觀測(cè)需求。

本文以淺海拖曳式海洋可控源電磁發(fā)射系統(tǒng)(MCSEM)關(guān)鍵技術(shù)為研究對(duì)象，首先，從發(fā)射系統(tǒng)整體設(shè)計(jì)角度，分析新型可調(diào)恒壓雙鉗位發(fā)射電路的設(shè)計(jì)方法和時(shí)序控制邏輯；其次，分析可調(diào)恒壓雙鉗位發(fā)射技術(shù)的工作原理、脈沖上升沿鉗位技術(shù)、脈沖下降沿鉗位技術(shù)以及可調(diào)阻尼介入技術(shù)的優(yōu)化設(shè)計(jì)方法，并精確計(jì)算電流上升沿、下降沿鉗位作用時(shí)間以及阻尼吸收電路介入時(shí)間；最后，在此基礎(chǔ)上，進(jìn)行發(fā)射電路建模仿真，并完成發(fā)射系統(tǒng)的實(shí)驗(yàn)測(cè)試。

1 MCSEM發(fā)射系統(tǒng)設(shè)計(jì)與分析

淺海拖曳式海洋可控源電磁探測(cè)系統(tǒng)示意圖如圖1所示，該系統(tǒng)采用甲板式發(fā)射機(jī)發(fā)射電流脈沖，水平拖曳發(fā)射偶極子天線激發(fā)低頻電磁場(chǎng)信號(hào)，通過(guò)水平拖曳接收機(jī)接收海底目標(biāo)電磁感應(yīng)產(chǎn)生的二次場(chǎng)信號(hào)。發(fā)射接收天線裝置處于水下10～100 m處，最大發(fā)射極距為600 m。相比于深海拖曳式可控源電磁探測(cè)系統(tǒng)，該系統(tǒng)拖曳速度較快，因此工作效率更高。

圖1 淺海拖曳式海洋可控源探測(cè)系統(tǒng)示意圖Fig.1 Diagram of MCSEM shallow towed detection system

發(fā)射系統(tǒng)整體結(jié)構(gòu)如圖2所示，主要包括數(shù)字邏輯控制器、驅(qū)動(dòng)電路、全橋逆變電路、低壓直流電源、上升沿高壓鉗位電路、下降沿高壓鉗位電路、可調(diào)介入時(shí)間阻尼吸收電路、發(fā)射負(fù)載。其中，數(shù)字邏輯控制器由FPGA 和STM32 共同組成，F(xiàn)PGA 負(fù)責(zé)生成短時(shí)延的PWM 控制信號(hào)送入驅(qū)動(dòng)電路，STM32 負(fù)責(zé)監(jiān)測(cè)各模塊運(yùn)行狀態(tài)。驅(qū)動(dòng)電路通過(guò)光電轉(zhuǎn)換方式實(shí)現(xiàn)數(shù)字邏輯控制器和全橋逆變電路之間的光電隔離，其主要作用是將主控電路輸出的控制信號(hào)轉(zhuǎn)換為驅(qū)動(dòng)能力更強(qiáng)的功率開(kāi)關(guān)(IGBT)控制信號(hào)，并實(shí)現(xiàn)數(shù)字邏輯時(shí)序主控電路與IGBT之間的電氣隔離。全橋逆變電路由4個(gè)IGBT組成，通過(guò)控制成對(duì)的IGBT導(dǎo)通或截止，產(chǎn)生雙極性電流脈沖。發(fā)射負(fù)載為具有一定阻抗的電偶極子天線，可以等效為電阻和電感串聯(lián)[15?16]。低壓直流電源為發(fā)射電流平頂段提供能量。上升沿高壓鉗位電路由IGBT、高壓鉗位源和鉗位電容組成，為電流脈沖上升沿提供高壓鉗位；下降沿鉗位電路由高壓鉗位源和鉗位電容組成，為電流脈沖下降沿提供高壓鉗位。阻尼吸收電路由2 個(gè)IGBT 和1 個(gè)阻尼電阻組成，在發(fā)射電流關(guān)斷末期接到發(fā)射負(fù)載兩端，用來(lái)吸收發(fā)射負(fù)載在全橋關(guān)斷時(shí)殘留的能量，消除關(guān)斷電流尾部過(guò)沖和振蕩。

圖2 MCSEM發(fā)射機(jī)整體結(jié)構(gòu)示意圖Fig.2 Diagram of MCSEM transmitter structure

大功率海洋可控源發(fā)射機(jī)電路示意圖如圖3所示，各功率開(kāi)關(guān)控制信號(hào)的時(shí)序邏輯如圖4 所示。其中，U1為上升沿鉗位電源電壓，U2為低壓直流電源電壓，U3為下降沿鉗位電源電壓，Q1～Q7為功率開(kāi)關(guān)編號(hào)，D1～D10為二極管編號(hào)，I為發(fā)射負(fù)載輸出的發(fā)射電流，S1為Q1和Q4的邏輯控制信號(hào)，S2為Q2和Q3的邏輯控制信號(hào)，S3為Q5的邏輯控制信號(hào)，S4為Q6的邏輯控制信號(hào)，S5為Q7的邏輯控制信號(hào)。t1～t2為第1 階段，IGBT 全橋逆變電路開(kāi)始工作，S1信號(hào)脈沖使功率開(kāi)關(guān)Q1和Q4導(dǎo)通，S3信號(hào)脈沖控制Q5導(dǎo)通。高壓鉗位電路接入全橋電路中，由于U1>U2，D8反向截止，發(fā)射負(fù)載受到U1上升沿高壓鉗位作用，快速線性上升。

圖3 MCSEM發(fā)射機(jī)電路示意圖Fig.3 Diagram of MCSEM transmitter circuit

圖4 邏輯控制信號(hào)示意圖Fig.4 Diagram of logical control signals

t2～t3為第2 階段，S3信號(hào)脈沖控制Q5截止，Q1和Q4保持導(dǎo)通狀態(tài)，此時(shí)，發(fā)射電流上升至平頂值，僅有低壓直流電源接入全橋電路中，使發(fā)射電流在t2～t3時(shí)刻維持在平頂值。

t3～t4為第3 階段，S1脈沖信號(hào)控制Q1和Q4截止，此時(shí)，發(fā)射電流開(kāi)始下降，發(fā)射負(fù)載中等效電感存儲(chǔ)的能量使電流經(jīng)Q2，Q3和Q5旁路二極管流入下降沿高壓鉗位電路，發(fā)射電流由于U3下降沿高壓鉗位作用而快速呈線性減小。

t4～t5為第4 階段，Q1，Q2，Q3和Q4截止，S5脈沖信號(hào)控制Q7導(dǎo)通。此時(shí)，阻尼吸收電路接到發(fā)射負(fù)載兩端，發(fā)射負(fù)載中的剩余能量通過(guò)阻尼電阻釋放。

t5～t6為第5 階段，所有功率開(kāi)關(guān)均處于截止?fàn)顟B(tài)，發(fā)射電流保持為0 A，等待負(fù)半周期的到來(lái)。

負(fù)半周期與正半周期時(shí)序邏輯相似，僅換為另外半橋工作，輸出負(fù)極性電流脈沖。

2 MCSEM可調(diào)恒壓雙鉗位技術(shù)

2.1 可調(diào)恒壓雙鉗位原理

傳統(tǒng)電磁脈沖發(fā)射機(jī)僅對(duì)下降沿進(jìn)行鉗位設(shè)計(jì)，且下降沿鉗位電壓固定，使關(guān)斷時(shí)間不可調(diào)。根據(jù)信號(hào)頻譜特性，關(guān)斷時(shí)間多樣性有利于對(duì)不同深度探測(cè)目標(biāo)進(jìn)行觀測(cè)。較長(zhǎng)的關(guān)斷時(shí)間可以增大頻譜低頻功率密度，從而抑制小型地質(zhì)體響應(yīng)；較短的關(guān)斷時(shí)間可以產(chǎn)生高頻諧波分量，利于淺層探測(cè)。因此，發(fā)射電流關(guān)斷時(shí)間可調(diào)，具有很大的應(yīng)用潛力。

此外，MCSEM需要kA量級(jí)的電流脈沖幅度，傳統(tǒng)電磁脈沖發(fā)射機(jī)由于沒(méi)有上升沿鉗位，電流脈沖上升沿一般呈指數(shù)緩慢上升，導(dǎo)致電流脈沖上升沿占空比較大，難以提高發(fā)射電流脈沖重復(fù)頻率[17]。

本文采用可調(diào)恒壓雙鉗位技術(shù)，通過(guò)分時(shí)段接入不同電源的方式實(shí)現(xiàn)電流脈沖邊沿恒壓鉗位并且持續(xù)時(shí)間可調(diào)，如圖5所示。圖5中，Imax為電流脈沖最大值，T1為電流脈沖上升沿持續(xù)時(shí)間，T2為電流脈沖平頂段持續(xù)時(shí)間，T3為電流脈沖下降沿持續(xù)時(shí)間，T1階段通過(guò)控制Q5導(dǎo)通，使上升沿恒壓可調(diào)鉗位電路接入全橋電路，由于U2

圖5 基于可調(diào)雙鉗位技術(shù)的發(fā)射電流和鉗位電壓Fig.5 Emission current and clamp voltage based on adjustable double clamp technique

式中：l為發(fā)射負(fù)載的等效電感。

從以上分析可知，電流脈沖上升沿和下降沿的變化速度可調(diào)，較大的鉗位電壓可以縮短電流脈沖邊沿的持續(xù)時(shí)間，但同時(shí)對(duì)各功率器件的耐壓要求也更高。

2.2 脈沖上升沿鉗位技術(shù)

由于傳統(tǒng)電磁脈沖發(fā)射機(jī)一般不對(duì)電流脈沖上升沿進(jìn)行鉗位，所以，電流脈沖上升沿提升過(guò)程僅與全橋電路參數(shù)相關(guān)，呈指數(shù)緩慢上升，滿足如下公式：

式中：τL為與發(fā)射負(fù)載等效電感l(wèi)和等效電阻RL有關(guān)的時(shí)間常數(shù)。對(duì)于發(fā)射機(jī)來(lái)說(shuō)，τL=l/RL，限制了電流脈沖上升沿最短提升時(shí)間。

利用可調(diào)恒壓雙鉗位技術(shù)可以有效縮短電流脈沖上升沿提升時(shí)間，通過(guò)導(dǎo)通Q5使發(fā)射機(jī)工作狀態(tài)進(jìn)入第1 階段，對(duì)發(fā)射電流進(jìn)行上升沿鉗位，該階段等效簡(jiǎn)化電路如圖6所示。圖6中，R1為上升沿鉗位電源內(nèi)阻；RIGBT為IGBT導(dǎo)通內(nèi)阻；CPE為鉗位電容。

圖6 第1階段電路簡(jiǎn)化示意圖Fig.6 Simplified diagram of the first stage circuit

根據(jù)基爾霍夫定律，發(fā)射負(fù)載的發(fā)射電流I與兩端的電壓U滿足

由式(4)可以推導(dǎo)出第1階段發(fā)射電流與時(shí)間的關(guān)系：

Q5的導(dǎo)通時(shí)間即上升沿鉗位時(shí)間通過(guò)數(shù)字邏輯信號(hào)S3控制，過(guò)早或過(guò)晚使Q5截止都會(huì)引起發(fā)射電流波形發(fā)生畸變。需要求解式(5)來(lái)確定發(fā)射電流與時(shí)間的函數(shù)方程。將初始條件I(0)=0 A，I`(0)=U1/l代入式(5)可以求出：

需先確定發(fā)射電流平頂段峰值Imax才能求得上升沿鉗位時(shí)間。對(duì)第2 階段相應(yīng)電路進(jìn)行等效簡(jiǎn)化，如圖7所示。圖7中，D表示D8和D9的等效二極管；Ud為二極管導(dǎo)通壓降；R2為低壓電源內(nèi)阻；Rd為二極管導(dǎo)通內(nèi)阻。

圖7 第2階段電路簡(jiǎn)化示意圖Fig.7 Simplified diagram of the second stage circuit

將式(8)代入式(7)即可求得上升沿鉗位時(shí)間。

2.3 脈沖下降沿鉗位技術(shù)

下降沿的關(guān)斷時(shí)間是發(fā)射系統(tǒng)最為重要的指標(biāo)之一。在實(shí)際應(yīng)用中，線性斜坡關(guān)斷電流是理想的關(guān)斷電流類型。為了縮短電流脈沖關(guān)斷時(shí)間，提高下降沿線性度[18]，采用下降沿恒壓鉗位技術(shù)可以得到線性程度高、關(guān)斷速度快的發(fā)射電流波形。

發(fā)射電流在平頂段保持穩(wěn)定后，發(fā)射機(jī)進(jìn)入電流脈沖關(guān)斷第3階段，對(duì)應(yīng)的等效簡(jiǎn)化電路如圖8 所示。圖8 中，R3為鉗位電源內(nèi)阻，CNE為鉗位電容。

圖8 第3階段電路簡(jiǎn)化示意圖Fig.8 Simplified diagram of the third stage circuit

根據(jù)基爾霍夫定律，第3階段發(fā)射負(fù)載中的發(fā)射電流I與發(fā)射負(fù)載兩端的電壓U滿足

根據(jù)式(9)可以得出在電流脈沖下降沿時(shí)期，發(fā)射電流與時(shí)間的二階微分方程：

式中：

2.4 可調(diào)介入時(shí)間阻尼吸收電路

發(fā)射系統(tǒng)阻尼吸收電路主要用于消除關(guān)斷電流尾部過(guò)沖和振蕩，提高發(fā)射電流波形質(zhì)量。傳統(tǒng)阻尼吸收電路根據(jù)介入時(shí)間可分為全時(shí)段阻尼介入電路和電流脈沖關(guān)斷起始時(shí)刻阻尼介入電路，這種阻尼電路設(shè)計(jì)簡(jiǎn)單且能夠有效抑制關(guān)斷電流尾部過(guò)沖和振蕩，但是阻尼電阻熱損耗較大，在小電流發(fā)射系統(tǒng)中具有一定適用性，但對(duì)于kA量級(jí)發(fā)射電流峰值的海洋可控源發(fā)射系統(tǒng)，其熱損耗會(huì)非常大。因此，本文提出一種新型介入時(shí)間可調(diào)的阻尼吸收電路，在發(fā)射電流關(guān)斷末期使阻尼吸收電路介入，不僅可以有效抑制關(guān)斷電流尾部過(guò)沖和振蕩的產(chǎn)生，使發(fā)射電流平穩(wěn)下降為0 A，而且能在很大程度上減少阻尼熱損耗，在減小發(fā)射系統(tǒng)散熱壓力的同時(shí)提高能量利用率。

由于發(fā)射系IGBT內(nèi)部存在寄生電容，與發(fā)射負(fù)載共同組成二階響應(yīng)系統(tǒng)，響應(yīng)特性由阻尼系數(shù)ξ與頻率ωp決定。二階響應(yīng)分為欠阻尼(0<ξ<1)、臨界阻尼(ξ=1)、過(guò)阻尼狀態(tài)(ξ>1)[19]。通常，海洋可控源長(zhǎng)導(dǎo)線發(fā)射負(fù)載等效電感達(dá)到mH量級(jí)，等效電阻一般為mΩ量級(jí)，容易使發(fā)射系統(tǒng)處于欠阻尼狀態(tài)，導(dǎo)致關(guān)斷電流尾部產(chǎn)生嚴(yán)重的過(guò)沖和振蕩現(xiàn)象。因此，選擇適當(dāng)?shù)淖枘嵯禂?shù)和阻尼介入時(shí)刻不僅可以縮短關(guān)斷時(shí)間，還可以防止關(guān)斷電流產(chǎn)生尾部過(guò)沖和振蕩現(xiàn)象。

為同時(shí)解決上述問(wèn)題，采用分段式電流關(guān)斷，須選取適當(dāng)?shù)淖枘嵛针娐方槿霑r(shí)刻，即在電流脈沖下降沿關(guān)斷前中期進(jìn)行恒壓鉗位，有效縮短關(guān)斷時(shí)延，提高電流關(guān)斷線性度；在電流脈沖下降沿關(guān)斷末期接入阻尼吸收電路，使發(fā)射電流平穩(wěn)下降為0 A。此時(shí)，阻尼吸收電路中的阻尼電阻與下降沿恒壓鉗位電路同時(shí)接入全橋電路，其等效簡(jiǎn)化電路如圖9所示。

圖9 下降沿恒壓鉗位末期等效電路Fig.9 Equivalent circuit of end of falling edge

由圖9分析得到I=Ic+IR(其中，Ic為流經(jīng)電容器的電流，IR為流經(jīng)電阻器的電流)，當(dāng)Ic≠0 A時(shí)，恒壓鉗位電路仍然處于工作狀態(tài)，當(dāng)Ic=0 A時(shí)，恒壓鉗位電路停止工作，此時(shí)滿足I=IR，并且U=U3，即阻尼電路介入時(shí)發(fā)射電流Idamp滿足：

將式(13)代入式(12)，可以得到阻尼介入最佳時(shí)刻。

3 發(fā)射系統(tǒng)電路仿真與分析

為驗(yàn)證本文提出的可調(diào)恒壓雙鉗位技術(shù)的可靠性和可行性，使用MATLAB 中的Simulink 對(duì)發(fā)射系統(tǒng)進(jìn)行仿真。海洋可控源發(fā)射系統(tǒng)負(fù)載設(shè)計(jì)長(zhǎng)度為600 m的電偶極長(zhǎng)導(dǎo)線，對(duì)應(yīng)的等效電阻包括導(dǎo)線電阻和電極與海水的接觸電阻，其估算值為56 mΩ，對(duì)應(yīng)的等效電感計(jì)算值為1.0 mH。發(fā)射電流脈沖重復(fù)頻率為25 Hz，脈沖占空比為50%，具體的仿真元器件參數(shù)如表1所示。

表1 電路仿真參數(shù)Table 1 Circuit simulation parameters

圖10所示為不同條件下的發(fā)射電流仿真結(jié)果。由圖10(a)和10(b)可見(jiàn)，鉗位電壓和鉗位時(shí)間共同決定電流脈沖上升沿線性提升效果。需要注意的是，須求解式(7)獲得合適的鉗位電壓和鉗位時(shí)間后，才能保證發(fā)射電流波形無(wú)畸變，并使發(fā)射電流在平頂段趨于穩(wěn)定。由圖10(c)和10(d)可見(jiàn)，在發(fā)射峰值電流保持一定的條件下，鉗位電壓與鉗位時(shí)間呈反比，適當(dāng)增大鉗位電壓可以縮短電流脈沖邊沿持續(xù)時(shí)間，在實(shí)際應(yīng)用過(guò)程中要注意鉗位電壓一定不要超過(guò)各元器件的耐壓值上限。

圖10 不同控制條件下發(fā)射電流仿真結(jié)果Fig.10 Current simulation results under different control conditions

阻尼吸收電路的介入時(shí)刻需要合理選取，過(guò)早介入會(huì)增大發(fā)射系統(tǒng)熱損耗，過(guò)晚介入會(huì)使關(guān)斷電流尾部產(chǎn)生過(guò)沖和振蕩現(xiàn)象，需求解式(12)取得最佳阻尼介入時(shí)間。當(dāng)發(fā)射電流峰值為2 000 A時(shí)，阻尼介入時(shí)間分別為0，1.56 ms 和1.85 ms 時(shí)的發(fā)射電流仿真結(jié)果如圖11 所示。由圖11 可見(jiàn)，當(dāng)阻尼電阻介入時(shí)間為全橋IGBT開(kāi)始關(guān)斷時(shí)刻延遲0 ms 時(shí)，電流脈沖下降沿全程接入阻尼電阻，雖然關(guān)斷電流尾部無(wú)過(guò)沖振蕩，但熱損耗很大；當(dāng)阻尼介入時(shí)間為開(kāi)始關(guān)斷時(shí)刻延遲1.85 ms 時(shí)，阻尼介入時(shí)間過(guò)晚，關(guān)斷電流尾部產(chǎn)生較大的電流振蕩；當(dāng)阻尼介入時(shí)間為開(kāi)始關(guān)斷時(shí)刻延遲1.56 ms 時(shí)，電流波形與0 ms 時(shí)刻阻尼電阻介入的波形完全一致，表明阻尼介入時(shí)間適當(dāng)，不僅可以有效抑制電流關(guān)斷尾部的過(guò)沖振蕩現(xiàn)象，不會(huì)對(duì)關(guān)斷時(shí)間和關(guān)斷波形質(zhì)量造成影響，并且在極大程度上減少了阻尼熱損耗。因此，通過(guò)可調(diào)阻尼介入技術(shù)，可以適當(dāng)調(diào)整阻尼介入時(shí)間，一方面可以有效減小發(fā)射系統(tǒng)熱損耗，另一方面也能有效消除關(guān)斷電流尾部過(guò)沖和振蕩。

圖11 不同阻尼介入時(shí)間的發(fā)射電流仿真Fig.11 Simulation of damping resistant access to circuit at different time

4 實(shí)測(cè)結(jié)果

大功率淺海拖曳式海洋可控源發(fā)射系統(tǒng)如圖12 所示，圖12(a)所示為MCSEM 發(fā)射機(jī)，用來(lái)產(chǎn)生雙極性電流脈沖；圖12(b)所示為等效發(fā)射負(fù)載，用于模擬發(fā)射偶極子天線的等效阻抗和等效感抗，以便于在室內(nèi)測(cè)試環(huán)境中模擬實(shí)際海洋環(huán)境下的發(fā)射條件。實(shí)驗(yàn)場(chǎng)地為中國(guó)科學(xué)院空天信息研究院電磁輻射與微波實(shí)驗(yàn)室，U2采用0～120 V 可調(diào)直流電壓，U1和U3采用0～1 200 V 可調(diào)電壓。實(shí)際測(cè)得RL為56.28 mΩ，l為1 mH，CPE和CNE為2.58 mF。通過(guò)27 組橫向?qū)Ρ葘?shí)驗(yàn)和縱向?qū)Ρ葘?shí)驗(yàn)，得到可調(diào)恒壓雙鉗位技術(shù)對(duì)發(fā)射電流波形的影響。測(cè)試期間更換電流探頭重復(fù)測(cè)試，測(cè)得I相對(duì)誤差均在1%內(nèi)。由于環(huán)境中噪聲干擾相較于I要低得多，并且測(cè)量各處電壓時(shí)采用差分探頭測(cè)量，所測(cè)得的信號(hào)均有較高的信噪比。

圖12 MCSEM 發(fā)射系統(tǒng)Fig.12 MCSEM emission system

在橫向?qū)Ρ葘?shí)驗(yàn)中，為保證相同的發(fā)射電流峰值，U2固定為48 V，在同一發(fā)射負(fù)載條件下，發(fā)射電流峰值維持在600 A。改變U1和U3，可得實(shí)測(cè)電流脈沖上升沿與下降沿持續(xù)時(shí)間變化如圖13所示。由圖13 可見(jiàn)，當(dāng)U1和U3同時(shí)為530，620，750 和950 V 時(shí)，對(duì)應(yīng)的電流脈沖上升沿和下降沿持續(xù)時(shí)間分別為1.2，1.0，0.8和0.6 ms。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，當(dāng)U2一定時(shí)，發(fā)射電流峰值不會(huì)隨著U1和U3發(fā)生變化。電流脈沖邊沿持續(xù)時(shí)間受到U1和U3影響，鉗位電壓越大，邊沿持續(xù)時(shí)間越小，但對(duì)功率器件的耐壓值有了更高要求。

圖13 不同鉗位電壓下的實(shí)測(cè)電流脈沖Fig.13 Measured emission current waveform at different clamping voltages

在縱向?qū)Ρ葘?shí)驗(yàn)中，通過(guò)等梯度改變U2的方式逐步提高Imax，實(shí)驗(yàn)中U2從9 V 遞增至90 V，Imax從96 A遞增至1 120 A。目前，受限于實(shí)驗(yàn)室供電系統(tǒng)輸出功率，實(shí)際完成的發(fā)射系統(tǒng)峰值電流為1 120 A，實(shí)測(cè)電流波形如圖14 所示。發(fā)射系統(tǒng)測(cè)試參數(shù)設(shè)置如下：鉗位電壓為1 100 V，上升沿鉗位時(shí)間為1.2 ms，阻尼介入時(shí)間為關(guān)斷開(kāi)始時(shí)刻延遲1.1 ms。從圖14 可知：通過(guò)可調(diào)恒壓雙鉗位技術(shù)，可以使發(fā)射電流脈沖在上升沿期間迅速提升至平頂值附近，然后在下降沿期間使發(fā)射電流保持快速線性下降。需說(shuō)明的是，由于商用的低壓電源模塊頻率響應(yīng)速度較慢，導(dǎo)致電流脈沖上升沿結(jié)束并與平頂段低壓電源切換時(shí)，低壓電源電壓向下波動(dòng)，使發(fā)射電流在平頂段出現(xiàn)輕微擾動(dòng)，后續(xù)將通過(guò)增加電容組輔助低壓電源放電的方式改善低壓電源輸出頻率響應(yīng)特性。

圖14 實(shí)測(cè)1 120 A發(fā)射電流波形Fig.14 Measured current waveform of 1 120 A

發(fā)射電流關(guān)斷波形如圖15 所示。從圖15 可知：發(fā)射電流關(guān)斷過(guò)程線性度高，關(guān)斷時(shí)間短，并且在選擇合適阻尼電阻和阻尼介入時(shí)間條件下，電流脈沖尾部無(wú)過(guò)沖和振蕩。

圖15 實(shí)測(cè)關(guān)斷期間發(fā)射電流波形Fig.15 Measured current waveform of turn-off time

5 結(jié)論

1)提出了一種可調(diào)恒壓雙鉗位技術(shù)，通過(guò)控制上升沿與下降沿鉗位電壓，間接改變電流脈沖邊沿持續(xù)時(shí)間。上升沿恒壓鉗位使發(fā)射電流迅速提升，有利于增大發(fā)射電流峰值，提高發(fā)射脈沖重復(fù)頻率；下降沿恒壓鉗位和介入時(shí)間可調(diào)阻尼吸收，可以使發(fā)射電流快速線性關(guān)斷，同時(shí)滿足關(guān)斷時(shí)間可調(diào)、關(guān)斷電流尾部無(wú)過(guò)沖的發(fā)射要求。2)可調(diào)恒壓雙鉗位技術(shù)能夠改善發(fā)射電流邊沿特性，實(shí)現(xiàn)對(duì)電流脈沖邊沿持續(xù)時(shí)間的精確控制，最終實(shí)現(xiàn)大幅度、高重頻、快關(guān)斷、無(wú)過(guò)沖的大功率電流脈沖信號(hào)發(fā)射。