可見光通信混合調(diào)制接收機的實驗設(shè)計

黨甜甜，周 倩，李金澤，漆益紅，宋 丁，張 天

(東北師范大學 物理學院，吉林 長春 130024)

隨著綠色、節(jié)能、環(huán)保的半導體照明器件LED的普及應(yīng)用，室內(nèi)可見光通信(Visible light communications, VLC)技術(shù)得到迅猛發(fā)展[1-4]. 與傳統(tǒng)的射頻(Radio frequency, RF)通信技術(shù)相比，VLC具有豐富的頻譜資源、較低的功耗、無電磁干擾、良好的保密性和兼顧照明與通信等功能，在手術(shù)室、商場和機場等室內(nèi)場景已經(jīng)逐漸發(fā)展成為了射頻通信技術(shù)的有效補充手段，具有良好的應(yīng)用前景[5].

目前，商業(yè)LED的調(diào)頻帶寬通常小于5 MHz，因此，傳統(tǒng)的開關(guān)鍵控(OOK)、脈沖位置調(diào)制(PPM)等技術(shù)的頻譜利用率較低，從而限制了VLC系統(tǒng)的通信速率[6-7]. 為此，研究高頻譜利用率的調(diào)制解調(diào)技術(shù)成為了實現(xiàn)高速VLC系統(tǒng)的重要研究方向. 可見光通信系統(tǒng)的發(fā)射機為LED，因而為滿足強度調(diào)制直接檢測(Intensity modulation/Direct detection, IM/DD)要求[8]，直流偏置光正交頻分復用(DC biased optical orthogonal frequency division multiplexing，DCO-OFDM)調(diào)制技術(shù)最先被提出并應(yīng)用到了VLC系統(tǒng)中[9]. DCO-OFDM調(diào)制通過額外的直流偏置和負裁剪操作保障了發(fā)送信號的單極性. 但由于需要較大的直流偏置電流，導致其功耗增加，因此從能量角度來看并不是最佳方案.

Armstrong等人進一步結(jié)合既有的非對稱限幅光正交頻分復用(Asymmetrically clipped optical orthogonal frequency division multiplexing， ACO-OFDM)調(diào)制信號的時域特點，提出了一種新型混合調(diào)制技術(shù)——非對稱限幅直流偏置的光正交頻分復用(Asymmetrically clipped DC biased optical orthogonal frequency division multiplexing, ADO-OFDM)調(diào)制[10-11]. ADO-OFDM信號由相互獨立的ACO-OFDM和DCO-OFDM信號在發(fā)送端進行時域疊加獲得，其不僅改善了ACO-OFDM的頻譜效率，還改善了DCO-OFDM的功率效率.

然而，傳統(tǒng)的ADO-OFDM接收機需要在頻域進行復雜的疊加信號分離和提取，增加了系統(tǒng)的復雜度和接收機硬件成本. 接收機的復雜度是限制其在高速通信中應(yīng)用的主要因素，因此本文提出了基于時域信號分離和解調(diào)的低復雜度接收機. 與傳統(tǒng)的頻域接收機相比，本文提出的時域接收機不僅具有相同的誤碼率性能，還可以顯著地降低系統(tǒng)的計算復雜度.

1 ADO-OFDM調(diào)制的基本原理

在ADO-OFDM 通信系統(tǒng)中，其發(fā)射機結(jié)構(gòu)如圖1所示. 發(fā)送數(shù)據(jù)被分成2路，并行地生成ACO-OFDM和DCO-OFDM信號，在發(fā)射端經(jīng)過時域疊加后，用來直接驅(qū)動LED發(fā)射光信號.

圖1 ADO-OFDM的發(fā)射機框圖

在ACO-OFDM分支中，數(shù)據(jù)經(jīng)過正交幅度調(diào)制(Quadrature amplitude modulation, QAM)后，被加載到奇載波上，而偶載波被置為0. 為了保證輸出的時域信號為實數(shù)，厄爾米特對稱被應(yīng)用到了生成頻域數(shù)據(jù)上，因而快速傅里葉逆變換(Inverse fast Fourier transform, IFFT)的輸入向量可以表示為

XACO,k=[0,XACO,1,0,…,XACO,N/2-1,0,

(1)

式中，XACO,k和*分別表示ACO-OFDM分支的QAM符號和復數(shù)共軛操作. 經(jīng)過N點IFFT操作后，得到的未經(jīng)過負裁剪的時域ACO-OFDM信號為

(2)

式中，xaco,n=-xaco,n+N/2,n=0,1,2,…,N/2-1.

由于xaco,n具有時域反對稱性，因而經(jīng)過負裁剪操作得到的單極性ACO-OFDM信號并不會產(chǎn)生數(shù)據(jù)損失,可以表示為?xaco,n」c,其中?·」c代表負裁剪操作，n=0,1,2,…,N-1.

在DCO-OFDM分支中，數(shù)據(jù)信息只被調(diào)制在偶載波上，其中第0和N/2個子載波被置為0.這里同樣應(yīng)用厄爾米特對稱保障生成實數(shù)的時域信號，其頻域向量可以表示為

YDCO,k=[0,0,YDCO,2,…,YDCO,N/2-2,0,0,0,

(3)

式中，YDCO,k表示DCO-OFDM分支的QAM符號. 經(jīng)過IFFT模塊后，得到未裁剪的時域信號為

(4)

式中，n=0,1,2,…,N-1.并且DCO-OFDM分支的時域信號滿足周期特性，即：

ydco,n=ydco,n+N/2.

(5)

為了保證DCO-OFDM的時域信號的非負性，需要額外加上合適的直流偏置，即：

(6)

式中，n=0,1,2,…,N/2-1，IDC表示直流偏置電流.受到LED的非線性傳輸特性限制，直流偏置不能設(shè)置過大，否則會使發(fā)送信號出現(xiàn)飽和或截斷失真，處理后的DCO-OFDM分支信號可以表示為

在發(fā)送端將相互獨立的ACO-OFDM信號和DCO-OFDM信號進行時域疊加，即可得到混合調(diào)制ADO-OFDM信號，表示為

(7)

在接收端，采用ThorLabs公司提供的PIN光電二極管把檢測到的光信號轉(zhuǎn)換成電信號， 并用示波器進行模數(shù)轉(zhuǎn)換. 傳輸過程中,環(huán)境噪聲和熱噪聲干擾可以被歸納為高斯白噪聲，因而接收信號可以表示為

rn=h?zn+wn,

(8)

式中，h表示信道的沖擊響應(yīng)，?表示卷積操作，wn表示高斯白噪聲.

2 ADO-OFDM實驗設(shè)計

2.1 傳統(tǒng)的ADO-OFDM接收機

傳統(tǒng)的ADO-OFDM接收機如圖2所示[12]. 從圖2可知，接收信號rn經(jīng)過N點的快速傅里葉變換(Fast Fourier Transform,FFT)后得到對應(yīng)的頻域數(shù)據(jù). 由頻域特性可知，ACO-OFDM分支的裁剪失真會落在偶載波上，并不會對奇載波攜帶的數(shù)據(jù)信息造成干擾. 同時，調(diào)制在偶載波的DCO-OFDM分支也不會對奇載波造成干擾. 因此，可直接提取ACO-OFDM分支的頻域子載波數(shù)據(jù)，并采用最大似然估計法對ACO-OFDM信號解調(diào)，即可準確獲得ACO-OFDM分支所攜帶的數(shù)據(jù)信息. 然后，對解調(diào)數(shù)據(jù)進行IFFT、負裁剪和FFT操作，進一步估計其對偶載波造成的裁剪失真量. 最后，通過剔除ADO-OFDM頻域偶載波數(shù)據(jù)中的ACO-OFDM裁剪失真量，即可獲得偶載波上的DCO-OFDM頻域成分，結(jié)合最大似然估計即可正確地解調(diào)出DCO-OFDM分支所攜帶的數(shù)據(jù)信息.

圖2 傳統(tǒng)的ADO-OFDM接收機框圖

2.2 低復雜度接收機的設(shè)計

由于傳統(tǒng)的接收機在頻域進行疊加數(shù)據(jù)的分離和提取，需要2次N點的FFT和1次N點的IFFT變換，帶來較高的系統(tǒng)計算復雜度，也間接地提升了系統(tǒng)的硬件設(shè)計成本，因而限制了其在高速通信場景中的應(yīng)用. 為此，本文根據(jù)ADO-OFDM分支信號的時域反對稱和周期特性，從時域的角度實現(xiàn)了對其發(fā)送疊加信號的正確分離和解調(diào)，有效地降低了系統(tǒng)接收機的復雜度，本文設(shè)計的接收機框圖如圖3所示.

圖3 ADO-OFDM的低復雜度接收機

由于ADO-OFDM中的ACO-OFDM分支具有時域反對稱性，而DCO-OFDM分支具有時域周期性，因而接收的ADO-OFDM信號可表示為：

(9)

式中，w1,n=wn，w2,n=wn+N/2.根據(jù)式(9)，通過對接收的ADO-OFDM信號進行前后半幀相減操作，可以得到完整的前半幀未裁剪的雙極性ACO-OFDM時域信號為

(10)

(11)

式中，w4,n表示裁剪噪聲.因此，從前半幀接收信號rn中減去單極性的ACO-OFDM分量，即可獲得前半幀DCO-OFDM信號：

(12)

式中，w5,n表示DCO-OFDM分支信號的噪聲干擾. 由于DCO-OFDM分支具有時域周期性，因而只需N/2點FFT處理，即可獲得DCO-OFDM分支所攜帶的完整發(fā)送數(shù)據(jù)信息.

2.3 接收機的復雜度分析

由于傳統(tǒng)接收機的解調(diào)算法需要2次N點的FFT操作和1次N點的IFFT操作，因而其計算復雜度為

2O(Nlog2N).

(13)

對于本文提出的接收機，解調(diào)算法僅需要1次N點的FFT操作和1次N/2點的FFT操作，因而其計算復雜度為

(14)

為對比2種接收機的計算復雜度，給出了計算復雜度增加比(Computation complexity increase ratio, CCIR)函數(shù)[14]，其定義為

(15)

以子載波數(shù)為256的ADO-OFDM系統(tǒng)為例，本文所提出的時域接收機相較于傳統(tǒng)的頻域接收機，能夠獲得高達64.1%的復雜度降低.

3 學生實驗范例

為進一步驗證低復雜度接收機的整體性能，從實驗平臺、實驗原理、數(shù)據(jù)分析和仿真驗證幾個方面，來系統(tǒng)分析和驗證設(shè)計成效[15]. 選取有代表性的部分實驗數(shù)據(jù)，展示了2種接收機在相同條件下的誤碼率和計算時間對比. 圖4為原理性驗證試驗所使用的半實物仿真平臺. 在發(fā)送端，先將Matlab生成的ADO-OFDM數(shù)據(jù)載入到任意信號發(fā)生器，再結(jié)合T型偏置器，實現(xiàn)對飛利浦商業(yè)LED的驅(qū)動. 在接收端，利用是德科技的示波器實現(xiàn)對光電探測器轉(zhuǎn)換的電信號的采集和儲存，并通過Matlab離線處理的方式實現(xiàn)對接收信號的離線解調(diào).

圖4 ADO-OFDM的半實物仿真平臺

為不失一般性，4&4-QAM、16&4-QAM和16&16-QAM的ACO-OFDM和DCO-OFDM的調(diào)制組合被選為誤碼率仿真實驗的對比對象. 圖5～7給出了ACO-OFDM分支、DCO-OFDM分支和ADO-OFDM的誤碼率RBER仿真結(jié)果，其中DCO-OFDM分支的直流偏置量設(shè)為7 dB.

圖5 2種接收機的ACO-OFDM分支的誤碼率對比

圖6 2種接收機的DCO-OFDM分支的誤碼率對比

圖7 2種接收機的ADO-OFDM總體誤碼率對比

從圖5～7的仿真結(jié)果可以得出，2種接收機的ACO-OFDM分支、DCO-OFDM分支和總的ADO-OFDM誤碼率曲線都具有較好的一致性，說明本文提出的低復雜度時域接收機具有和傳統(tǒng)頻域接收機相同的誤碼率性能.

此外，鑒于單純的FFT和IFFT的復雜度統(tǒng)計不能完全代表2種接收機的所有數(shù)學運算. 為此，從半實物仿真的角度，記錄了相同和不同發(fā)送數(shù)目下，不同調(diào)制組合的ADO-OFDM信號，在不同接收機下的離線處理時間作為進一步對比依據(jù)如表1所示.

表1 2種接收機數(shù)據(jù)處理時間對比

從表1可知，不同調(diào)制階數(shù)下，傳輸符號數(shù)越多，2種接收機的時間差越大；相同調(diào)制階數(shù)和相同符號數(shù)下，本文提出的接收機的傳輸時間更短，并且低復雜度接收機的優(yōu)勢也會隨著調(diào)制階數(shù)和符號數(shù)的增加而變得更加明顯. 2種接收機的時間差異主要來源于不同的接收機設(shè)計理念. 本文提出的時域接收機，采用了時域的信號分離和提取技術(shù)，省去頻域接收機中額外的IFFT和FFT運算，降低了系統(tǒng)的復雜度，同時還有效地降低了接收機電路設(shè)計的硬件成本. 因此，從誤碼率和計算復雜度的角度綜合分析，本文提出的低復雜度接收機具有一定的優(yōu)越性.

4 結(jié)束語

為有效拓展本科“信號與系統(tǒng)”和“通信原理”課程的理論知識，設(shè)計了基于時域信號分離技術(shù)替代傳統(tǒng)頻域信號分離方法的低復雜度混合調(diào)制接收機，降低了ADO-OFDM可見光通信系統(tǒng)的接收機計算復雜度. 同時借助本科生科研立項和教學知識拓展，展示了現(xiàn)代信號處理和通信技術(shù)在科研實踐中的應(yīng)用，完整的實驗設(shè)計過程不僅加深了學生對理論知識的理解，還增加了其科研興趣，為教學和科研的有機結(jié)合提供了借鑒.