超聲換能器恒振幅控制策略研究

茍曉玲，徐 愷，陸鵬超，孫夢(mèng)瑤

(1.河南科技大學(xué) a.機(jī)電工程學(xué)院；b.機(jī)械裝備先進(jìn)制造河南省協(xié)同創(chuàng)新中心，河南 洛陽(yáng) 471003；2.東莞優(yōu)超精密技術(shù)有限公司，廣東 東莞 523000)

0 引言

換能器超聲焊接工件是一個(gè)變負(fù)載的過(guò)程，會(huì)對(duì)換能器的固有特性(動(dòng)態(tài)支路的參數(shù))造成一定的影響，導(dǎo)致超聲換能器振幅出現(xiàn)衰減、增大、抖動(dòng)等不穩(wěn)定現(xiàn)象，影響工件成品的質(zhì)量。針對(duì)這個(gè)問(wèn)題，近年來(lái)，已有多位學(xué)者進(jìn)行了換能器恒振幅控制研究。文獻(xiàn)[1]提出了基于埃爾曼(Elman)神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)的電流預(yù)測(cè)控制，能夠根據(jù)換能器的諧振頻率、阻抗、靜態(tài)電容和給定振幅等特定參數(shù)成功預(yù)測(cè)驅(qū)動(dòng)電流值，但是該方法只針對(duì)單一的換能器進(jìn)行控制，而且對(duì)某一特定的換能器需要大量的數(shù)據(jù)進(jìn)行訓(xùn)練，通用性不強(qiáng)。文獻(xiàn)[2]提出了基于換能器模型不確定性的魯棒控制算法，將非線性系統(tǒng)通過(guò)模糊辨識(shí)后，在有界擾動(dòng)下有效地保持系統(tǒng)的穩(wěn)定性，但是由于該算法過(guò)程比較繁瑣，因此在工程的實(shí)際應(yīng)用中，對(duì)超聲電源主控芯片的運(yùn)算速度要求較高。文獻(xiàn)[3]提出了典型的比例積分微分(proportion integration differentiation,PID)控制器，在變負(fù)載的情況下，雖然能保持較好的振幅穩(wěn)定度，但是仍存在較大的穩(wěn)態(tài)誤差。

以上幾種方法雖然在一定程度上實(shí)現(xiàn)了超聲換能器恒振幅控制，但是超聲換能器特性很難具有同一性，且以上算法難以消減穩(wěn)態(tài)誤差，又過(guò)于復(fù)雜。本文在單神經(jīng)PID控制器的基礎(chǔ)上，提出了改進(jìn)型的單神經(jīng)元模糊自適應(yīng)PID的恒振幅控制算法，不僅能夠在給定電流的情況下縮短調(diào)節(jié)時(shí)間，降低系統(tǒng)輸出誤差，而且能在變負(fù)載的情況下輸出穩(wěn)定的振幅。

1 換能器振幅模型理論

超聲波焊接系統(tǒng)換能器主要由鋼模、法蘭、變幅桿、陶瓷堆以及后蓋板組成。忽略換能器的機(jī)械損耗時(shí)，可等效為換能器Mason電氣模型圖，如圖1所示。圖1中，Zbi(i=1,2,3)、Zpi(i=1,2,3)、Zmi(i=1,2,3)和ZL分別為后蓋板、陶瓷堆、變幅桿鋼模以及外部負(fù)載的等效網(wǎng)絡(luò)阻抗[4-5]。根據(jù)力電類比法和電路等效模型理論，可以將圖1的電氣模型圖等效為一個(gè)集總系統(tǒng)，即等效為一個(gè)二端口網(wǎng)絡(luò)[6-8]，如圖2所示。在圖2中，Ui和Ii分別為換能器兩端的激勵(lì)電壓和激勵(lì)電流；UL和IL分別為機(jī)械端(鋼模端)的機(jī)械振動(dòng)力和機(jī)械振速；ZL為機(jī)械等效負(fù)載阻抗，且有UL=ILZL；Z為換能器力電轉(zhuǎn)換矩陣，為換能器的固有參數(shù)。

圖1 換能器Mason電氣等效模型圖

圖2 換能器二端口網(wǎng)絡(luò)等效模型圖

換能器在產(chǎn)生機(jī)械振動(dòng)時(shí)，對(duì)于振幅來(lái)說(shuō)，其機(jī)械等效內(nèi)阻損耗可以忽略不計(jì)，故換能器的力電轉(zhuǎn)換矩陣Z可以等效為純電抗性。由串并聯(lián)電阻計(jì)算公式和圖2的二端口網(wǎng)絡(luò)等效模型圖，得到關(guān)于矩陣Z的電學(xué)模型與動(dòng)力模型的方程[9]：

(1)

將UL代入式(1)，則可得換能器機(jī)械端負(fù)載電流IL為：

(2)

又由換能器的阻抗特性可知，X22>>ZL，故由式(2)可得：

|IL|=|Ii|X21/X22。

(3)

當(dāng)換能器諧振時(shí)，可知換能器振幅A為：

(4)

將式(3)代入式(4)得：

(5)

由式(5)可知：當(dāng)系統(tǒng)處于串聯(lián)諧振狀態(tài)時(shí)，換能器的振幅A與換能器兩端的電流Ii成正相關(guān)。由此可知，當(dāng)系統(tǒng)需要實(shí)現(xiàn)恒振幅輸出時(shí)，只需要把換能器兩端的電流有效值當(dāng)做給定量進(jìn)行恒電流控制，即可實(shí)現(xiàn)恒振幅控制。

2 換能器動(dòng)態(tài)支路參數(shù)對(duì)換能器兩端電流iRa響應(yīng)的影響

圖3 串接Ra后的換能器簡(jiǎn)化等效電路圖

為了讓換能器在負(fù)載條件下實(shí)現(xiàn)恒振幅控制，需要分析負(fù)載對(duì)換能器特性的影響。由文獻(xiàn)[10-11]可知:當(dāng)換能器在諧振頻率點(diǎn)附近工作時(shí)，可將圖1等效為由動(dòng)態(tài)支路(動(dòng)態(tài)電感L1，動(dòng)態(tài)電容C1，動(dòng)態(tài)電阻R1)和靜態(tài)支路(靜態(tài)電容C0)并聯(lián)而成的網(wǎng)絡(luò)圖，且負(fù)載對(duì)換能器特性的影響最終會(huì)映射到換能器動(dòng)態(tài)支路各個(gè)參數(shù)的變化上。基于此，本文使用單一變量法，在諧振頻率條件下，確定影響換能器兩端電流iRa響應(yīng)的主要參數(shù)。為此，在主支路上串接一個(gè)阻值為0.01 Ω的測(cè)量電流電阻Ra來(lái)測(cè)量換能器兩端的電流iRa，然后建立該等效電路的狀態(tài)方程組。圖3為串接測(cè)量電阻Ra后的換能器簡(jiǎn)化等效電路圖。令x1(t)=uC0(t)，x2(t)=iL1(t)，x3(t)=uc1(t)，則由基爾霍夫電壓定律(Kirchhoff voltage laws，KVL)和基爾霍夫電流定律(Kirchhoff current laws，KCL)得超聲換能器系統(tǒng)的狀態(tài)方程為：

(6)

由圖3可得換能器兩端的電流iRa：

(7)

當(dāng)換能器處于串聯(lián)諧振狀態(tài)時(shí)，激勵(lì)頻率為：

(8)

所使用的換能器參數(shù)如表1所示，該參數(shù)由阻抗分析儀測(cè)量所得。由于負(fù)載只影響動(dòng)態(tài)支路參數(shù)，故不需要考慮靜態(tài)支路電容C0對(duì)電流響應(yīng)的影響。

表1 換能器參數(shù)

2.1 L1對(duì)超聲換能器兩端電流iRa的影響分析

由式(8)可知:當(dāng)只改變動(dòng)態(tài)電感L1時(shí)，諧振頻率fs也會(huì)改變，故為了保證換能器在諧振頻率條件下，相應(yīng)的激勵(lì)頻率值也需要根據(jù)式(8)進(jìn)行調(diào)整。保持R1、C1不變，L1的改變對(duì)換能器兩端電流響應(yīng)的影響如圖4所示。

由圖4可得：當(dāng)換能器處于串聯(lián)諧振狀態(tài)時(shí)，電流響應(yīng)的上升時(shí)間與L1成正比，但是穩(wěn)態(tài)電流是恒定的，這表明L1的改變與穩(wěn)態(tài)電流值無(wú)關(guān)，僅與電流響應(yīng)的上升時(shí)間有關(guān)。

2.2 C1對(duì)超聲換能器兩端電流iRa的影響分析

同理，保持R1、L1不變，C1的改變對(duì)換能器兩端電流響應(yīng)的影響如圖5所示。

圖4 L1的改變對(duì)換能器兩端電流響應(yīng)的影響

圖5 C1的改變對(duì)換能器兩端電流響應(yīng)的影響

由圖5可得：不同動(dòng)態(tài)電容值下的電流響應(yīng)曲線幾乎重合，可見(jiàn)在諧振頻率條件下，C1的改變與電流響應(yīng)上升時(shí)間和穩(wěn)態(tài)電流均無(wú)關(guān)。

2.3 R1對(duì)超聲換能器兩端電流iRa的影響分析

由式(8)可知:改變動(dòng)態(tài)電阻，不影響換能器的諧振頻率，故不需要對(duì)諧振頻率進(jìn)行調(diào)整。同理，保持L1、C1不變，R1的改變對(duì)換能器兩端電流響應(yīng)的影響如圖6所示。由圖6可得：隨著動(dòng)態(tài)電阻的增大，換能器電流響應(yīng)的最終穩(wěn)態(tài)值降低，上升時(shí)間隨著動(dòng)態(tài)電阻減小而增大。

由以上分析可知:當(dāng)換能器工作在串聯(lián)諧振頻率fs狀態(tài)下，受到負(fù)載時(shí)，電流iRa的上升時(shí)間和穩(wěn)態(tài)值主要與R1有關(guān)。忽略C1和L1變化量的影響，機(jī)械負(fù)載阻抗ZL可以等效為機(jī)械負(fù)載電阻RL，由此可得：在串聯(lián)諧振頻率fs狀態(tài)下，當(dāng)換能器受到負(fù)載時(shí)，可將動(dòng)態(tài)電阻的變化量等效為機(jī)械負(fù)載電阻RL。由于動(dòng)態(tài)支路L1與C1發(fā)生串聯(lián)諧振，兩者的阻抗相互抵消，故可將換能器電路模型等效為由靜態(tài)電容C0和動(dòng)態(tài)電阻R1、機(jī)械負(fù)載電阻RL并聯(lián)組成的網(wǎng)絡(luò)，如圖7所示。圖7中，R1為換能器未受到負(fù)載時(shí),阻抗分析儀測(cè)量得到的阻值，RL則表示換能器受到負(fù)載時(shí)機(jī)械負(fù)載的大小。

圖6 R1的改變對(duì)換能器兩端電流響應(yīng)的影響

圖7 串聯(lián)諧振狀態(tài)下?lián)Q能器等效負(fù)載電路

3 換能器功率因數(shù)的匹配校正

(9)

為了使Zi最小，則令式(9)虛部等于0，得：

L0=C0(R1+RL)2/[1+(ωsC0(R1+RL))2]。

(10)

在實(shí)際應(yīng)用中，由于R1>>RL,故式(10)化簡(jiǎn)為：

L0=C0R12/[1+(ωsC0R1)2]。

(11)

圖8 換能器串聯(lián)電感調(diào)諧匹配電路

將表1數(shù)據(jù)代入式(11)，得L0=0.000 014 470 8 H。應(yīng)當(dāng)指出，上述匹配方法屬于靜態(tài)匹配，在超聲焊接過(guò)程中，由于溫漂換能器的工作頻率點(diǎn)會(huì)發(fā)生改變，L0的值也應(yīng)該做出相應(yīng)的微調(diào)，同時(shí)也要對(duì)發(fā)生器工作頻率進(jìn)行調(diào)整。由于本文主要研究振幅的控制，暫不考慮溫漂對(duì)換能器的影響。同時(shí)，以下恒振幅控制研究都有一個(gè)前提，即換能器當(dāng)前工作在串聯(lián)諧振頻率點(diǎn)上。

4 單神經(jīng)元自適應(yīng)PID控制

4.1 離散型增量式PID控制器

離散型增量式PID控制器由比例項(xiàng)P、積分項(xiàng)I和微分項(xiàng)D 3個(gè)部分組成，其增量式公式為：

△u(k)=kp(e(k)-e(k-1))+kie(k)+kd(e(k)-2e(k-1)+e(k-2))；

(12)

u(k)=u(k-1)+△u(k)。

(13)

典型的PID控制器通過(guò)離線調(diào)整好參數(shù)后，只要系統(tǒng)的狀態(tài)參數(shù)沒(méi)有發(fā)生很大的改變，一般都能夠適應(yīng)控制系統(tǒng)的要求。但是當(dāng)系統(tǒng)原來(lái)的狀態(tài)參數(shù)發(fā)生變化或者負(fù)載發(fā)生變化后，原系統(tǒng)的控制參數(shù)就可能不再適應(yīng)，為此，需要對(duì)典型的PID控制器進(jìn)行改進(jìn)。

4.2 單神經(jīng)元自適應(yīng)PID控制器

典型的PID控制器雖然在一定的負(fù)載條件下可以滿足性能需求，但是當(dāng)負(fù)載發(fā)生變化時(shí)，單一的PID參數(shù)難以適應(yīng)負(fù)載的變化，造成系統(tǒng)輸出產(chǎn)生偏差。本節(jié)針對(duì)典型PID控制器的單一參數(shù)不能滿足變負(fù)載恒振幅問(wèn)題，引入了單神經(jīng)元自適應(yīng)PID控制器[14-15]。單神經(jīng)元自適應(yīng)PID控制器不僅結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，而且魯棒性好，對(duì)外界干擾能夠自發(fā)調(diào)節(jié)[16]，若令：

(14)

則可將式(13)轉(zhuǎn)化為單神經(jīng)元自適應(yīng)PID控制器網(wǎng)絡(luò)結(jié)構(gòu)圖[16-18]，如圖9所示。

圖9 單神經(jīng)元自適應(yīng)PID控制器

在圖9中，輸入層xj(k)(j=1,2,3)和輸出層△u(k)之間的連接權(quán)wj(k)(j=1,2,3)為PID控制器的3個(gè)參數(shù)kp、ki和kd，輸出層則對(duì)應(yīng)于增量式PID的△u(k)，故可將式(12)寫(xiě)成：

(15)

在式(15)中，K為神經(jīng)元比例系數(shù)，主要影響系統(tǒng)的響應(yīng)速度，且K值與系統(tǒng)響應(yīng)速度成正比，但該值過(guò)大則會(huì)導(dǎo)致系統(tǒng)超調(diào)，而且在受到干擾后可能使系統(tǒng)發(fā)散不穩(wěn)定。wj(k)為連接權(quán)，本文選擇有導(dǎo)師信號(hào)的Hebb學(xué)習(xí)規(guī)則，即可以通過(guò)誤差信號(hào)來(lái)對(duì)wj(k)進(jìn)行調(diào)整，則wj(k)修正規(guī)則為：

(16)

其中：ηp、ηi、ηd分別為比例、微分、積分3個(gè)部分的學(xué)習(xí)速率，通過(guò)采用不同的學(xué)習(xí)速率，可以讓系統(tǒng)根據(jù)特性進(jìn)行相應(yīng)的調(diào)整。顯然，在導(dǎo)師信號(hào)ek和適當(dāng)?shù)膶W(xué)習(xí)率的作用下，控制器會(huì)通過(guò)式(16)的學(xué)習(xí)不斷調(diào)整連接權(quán)wj(k)來(lái)自適應(yīng)在線地調(diào)節(jié)PID參數(shù)kp、ki、kd，直至系統(tǒng)穩(wěn)定，降低系統(tǒng)穩(wěn)態(tài)誤差。然而，該方法雖然能動(dòng)態(tài)地調(diào)節(jié)PID的3個(gè)參數(shù)，但是如果每項(xiàng)的學(xué)習(xí)速率是固定的，仍然難以實(shí)現(xiàn)自適應(yīng)調(diào)節(jié)PID參數(shù)，所以學(xué)習(xí)速率也必須能夠根據(jù)不同階段自行調(diào)整。為此，進(jìn)一步對(duì)單神經(jīng)元自適應(yīng)PID控制器進(jìn)行改進(jìn)。

4.3 單神經(jīng)元自適應(yīng)PID的改進(jìn)

系統(tǒng)的單位階躍響應(yīng)存在3個(gè)階段：上升階段、調(diào)整階段和穩(wěn)態(tài)階段。顯然，每個(gè)階段偏差ek以及偏差變化率△ek的大小、方向都存在明顯的區(qū)別，PID參數(shù)在線學(xué)習(xí)修正不僅與偏差ek有關(guān)，還與偏差變化率△ek有關(guān)，故為了加快神經(jīng)元網(wǎng)絡(luò)的學(xué)習(xí)速率，在式(16)的基礎(chǔ)上，將xj(k)項(xiàng)替換成(e(k)+△e(k))，可得新的連接權(quán)wj(k)學(xué)習(xí)規(guī)則為：

(17)

另外，還可以通過(guò)增大ηp、ηi、ηd來(lái)提高系統(tǒng)的學(xué)習(xí)速率，加快神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)收斂速度，但是參數(shù)過(guò)大可能會(huì)造成系統(tǒng)振蕩，或者超調(diào)；參數(shù)過(guò)小，收斂速度可能變慢。故可以根據(jù)ek和△ek來(lái)調(diào)整學(xué)習(xí)速率。本次訓(xùn)練中，選取3組數(shù)據(jù)，分別記為組1、組2和組3。

每組數(shù)據(jù)在不同的階段有不同的特性：對(duì)于組1，可以加快系統(tǒng)的上升速度，但接近期望值時(shí)，受到干擾后容易振蕩，此組數(shù)據(jù)值為ηp大、ηd大、ηi大；對(duì)于組2，可以讓系統(tǒng)在期望值附近振蕩的時(shí)候快速穩(wěn)定，降低超調(diào)量，但受到干擾后仍會(huì)容易振蕩，此組數(shù)據(jù)值為ηp大、ηd小、ηi??；對(duì)于組3，系統(tǒng)響應(yīng)速度變慢，但是不會(huì)有超調(diào)現(xiàn)象，受到干擾后不會(huì)有很明顯的振蕩現(xiàn)象，此組數(shù)據(jù)值為ηp小、ηd小、ηi小。

根據(jù)以上3組數(shù)據(jù)的特性，在不同階段使用相應(yīng)的數(shù)據(jù)，使系統(tǒng)快速穩(wěn)定地達(dá)到期望值。模糊控制規(guī)則如下：

(Ⅰ)當(dāng)ek較大，而△ek較小時(shí)，說(shuō)明系統(tǒng)開(kāi)始追蹤目標(biāo)，當(dāng)前值離目標(biāo)期望值較大，這時(shí)候應(yīng)該選取組1進(jìn)行調(diào)整。

(Ⅱ)當(dāng)ek較大，而△ek較大時(shí)，說(shuō)明系統(tǒng)正在追蹤目標(biāo)，應(yīng)該保持組1的值來(lái)調(diào)整。

(Ⅲ)當(dāng)ek較小，而△ek依然比較大時(shí)，說(shuō)明系統(tǒng)已經(jīng)追蹤到目標(biāo)附近，這時(shí)候?yàn)榱吮苊庀到y(tǒng)因微分抖動(dòng)而振蕩，應(yīng)該選取組2的值進(jìn)行調(diào)整。

(Ⅳ)當(dāng)ek較小，而△ek較小時(shí)，說(shuō)明此時(shí)系統(tǒng)處于穩(wěn)定狀態(tài)，為了使系統(tǒng)不容易受到干擾而抖動(dòng)振蕩，應(yīng)該使用組3的值來(lái)調(diào)整。

5 換能器恒振幅控制Simulink仿真實(shí)驗(yàn)及分析

5.1 匹配后換能器系統(tǒng)狀態(tài)方程的建立

為了驗(yàn)證改進(jìn)型的單神經(jīng)元模糊自適應(yīng)PID控制器對(duì)恒振幅控制的有效性，首先，對(duì)匹配后的換能器系統(tǒng)建立狀態(tài)方程。在換能器一端串聯(lián)1個(gè)匹配電感L0后，為建立狀態(tài)方程組，保留L1與C1，則可將圖8轉(zhuǎn)換為圖10，并令x1(t)=iL0(t)，x2(t)=iL1(t)，x3(t)=uC0(t)，x4(t)=uC1(t)，由KVL和KCL，可得系統(tǒng)狀態(tài)方程組為：

(18)

圖10 換能器串聯(lián)電感匹配電路

5.2 換能器給定電流階躍響應(yīng)仿真實(shí)驗(yàn)

在各個(gè)控制器的PID輸出設(shè)定電壓限幅，假設(shè)實(shí)際工作時(shí)電壓最大為1 000 V，給定電流序列為0.4 A、0.7 A、0.3 A，3種控制器的初始PID參數(shù)是一致的，kp、ki和kd分別取100、0.8和2。對(duì)于未改進(jìn)型的單神經(jīng)元PID控制器，各個(gè)學(xué)習(xí)率值為ηp=ηi= 0.025，ηd= 0.2。對(duì)于改進(jìn)型的單神經(jīng)PID控制器，3組學(xué)習(xí)率分別為：組1，ηp= 27，ηi= 0.185，ηd= 0.8；組2，ηp=27，ηi= 0.039，ηd= 0.2；組3，ηp= 8，ηi= 0.039，ηd= 0.2。

圖11為3種控制方式的階躍電流響應(yīng)及局部放大圖。由圖11a可以得出：對(duì)于典型PID控制器來(lái)說(shuō)，給定階躍電流信號(hào)，產(chǎn)生的電流穩(wěn)態(tài)越大，誤差越大。圖11b是圖11a在1～3 ms的局部放大圖。從圖11b中可以得出：對(duì)于典型的PID控制器，由于單一控制參數(shù)，不能在線地根據(jù)偏差以及偏差變化量來(lái)進(jìn)行參數(shù)調(diào)整，穩(wěn)態(tài)誤差只能維持當(dāng)前值附近不變，根據(jù)公式算得穩(wěn)態(tài)誤差為2.50%。而單神經(jīng)元自適應(yīng)PID控制器通過(guò)不斷地檢測(cè)誤差和誤差變化量，調(diào)整PID控制器的參數(shù)，最終使穩(wěn)態(tài)誤差小于0.13%。由于單一的參數(shù)學(xué)習(xí)率，仍不能根據(jù)偏差和偏差變化量來(lái)調(diào)節(jié)學(xué)習(xí)率，導(dǎo)致調(diào)節(jié)時(shí)間過(guò)長(zhǎng)，調(diào)節(jié)時(shí)間為2.5 ms。而改進(jìn)型的單神經(jīng)元模糊自適應(yīng)PID控制器根據(jù)電流誤差以及誤差變化量來(lái)調(diào)整學(xué)習(xí)率ηp、ηi、ηd，進(jìn)而自適應(yīng)地調(diào)整PID控制器的參數(shù)，使得后者的電流響應(yīng)時(shí)間小于前者的電流響應(yīng)時(shí)間，電流響應(yīng)調(diào)節(jié)時(shí)間由2.5 ms縮短至1.7 ms。改進(jìn)型的單神經(jīng)元模糊自適應(yīng)PID控制器的電流響應(yīng)穩(wěn)態(tài)誤差小于0.13%。

5.3 換能器在負(fù)載干擾下恒電流仿真實(shí)驗(yàn)

給定負(fù)載干擾序列(數(shù)據(jù)進(jìn)行了歸一化處理)：0.375、0.3；給定電流值為0.4 A。圖12為3種控制方式在負(fù)載干擾下的電流控制及局部放大圖。由圖12a可知：超聲換能器系統(tǒng)受到階躍負(fù)載信號(hào)后，無(wú)論負(fù)載大小，典型PID控制器均不能維持原電流狀態(tài)，穩(wěn)態(tài)誤差反而變大。圖12b是圖12a在3～7 ms的局部放大圖。由圖12b可知：當(dāng)超聲換能器系統(tǒng)受到1個(gè)階躍負(fù)載信號(hào)后，典型PID控制器不能繼續(xù)維持原電流狀態(tài)，穩(wěn)態(tài)誤差反而變大，輸出電流由0.390 A降到0.385 A，即穩(wěn)態(tài)誤差由原來(lái)的2.50%增大至3.75%。而單神經(jīng)元自適應(yīng)PID控制器和改進(jìn)型的單神經(jīng)元模糊自適應(yīng)PID控制器都能夠迅速響應(yīng)并且維持在(0.4±0.25%)A，兩者的調(diào)節(jié)時(shí)間約為0.22 ms。

(a) 3種控制方式的階躍電流響應(yīng)

(b) 局部放大圖

(a) 3種控制方式在負(fù)載干擾下的電流控制

(b) 局部放大圖

6 結(jié)束語(yǔ)

本文對(duì)超聲焊接換能器的振幅與電流的關(guān)系建模，得出控制電流即可控制振幅的正相關(guān)線性關(guān)系?；趩我蛔兞糠ù_定動(dòng)態(tài)電阻是影響換能器電流響應(yīng)的主要因素，同時(shí)使用串聯(lián)電感匹配法對(duì)換能器進(jìn)行功率因數(shù)校正，使換能器輸出功率達(dá)到最大。針對(duì)傳統(tǒng)單一參數(shù)的典型PID控制器難以適應(yīng)超聲焊接換能器多場(chǎng)合負(fù)載問(wèn)題，引入了單神經(jīng)自適應(yīng)PID控制器。但是由于單參數(shù)學(xué)習(xí)速率低，導(dǎo)致調(diào)節(jié)時(shí)間仍然較長(zhǎng)，所以在此基礎(chǔ)上，提出了改進(jìn)型的單神經(jīng)元模糊自適應(yīng)PID控制算法。根據(jù)電流偏差以及偏差率來(lái)動(dòng)態(tài)調(diào)整PID參數(shù)的控制算法，能夠極大地改善超聲換能器恒振幅控制效果。