基于混合調(diào)制的模塊化多電平換流器環(huán)流抑制策略

孫 悅，曾國(guó)輝，黃 勃

(上海工程技術(shù)大學(xué) 電子電氣工程學(xué)院,上海 201620)

相較于兩電平、三電平換流器，模塊化多電平換流器(Modular Multilevel Converter，MMC)高度模塊化，波形質(zhì)量高，開(kāi)關(guān)損耗小，易于實(shí)現(xiàn)電壓等級(jí)的提升和容量的擴(kuò)展，在直流輸電領(lǐng)域引起了廣泛的關(guān)注和研究[1-4]。但MMC也有缺陷，其運(yùn)行時(shí)各橋臂間的電壓不完全一致，產(chǎn)生環(huán)流在三相橋臂間流動(dòng)，進(jìn)而導(dǎo)致橋臂電流發(fā)生畸變，增加了換流器的損耗[5-6]。

MMC的調(diào)制策略是影響系統(tǒng)運(yùn)行損耗和輸出電壓諧波特性的重要因素。目前應(yīng)用最廣泛的是最近電平逼近調(diào)制(Nearest Level Modulation，NLM)策略和載波移相脈寬調(diào)制(Carrier Phase-Shift PWM，CPS-PWM)策略。文獻(xiàn)[7～12]介紹了NLM的原理以及其在MMC中的實(shí)現(xiàn)方法。文獻(xiàn)[13～17]介紹了CPS-PWM的原理及其在MMC中實(shí)現(xiàn)的方法。文獻(xiàn)[18～19]對(duì)NLM和CPS-PWM展開(kāi)了對(duì)比分析，并指出NLM適用于子模塊數(shù)較多的高壓應(yīng)用場(chǎng)合，而CPS-PWM則適用于子模塊數(shù)較少的中低壓應(yīng)用場(chǎng)合。

在中低壓應(yīng)用場(chǎng)合，MMC采用NLM策略時(shí)會(huì)出現(xiàn)輸出電壓和電流諧波含量高等問(wèn)題。為此，本文提出了一種將NLM和CPS-PWM相結(jié)合的混合調(diào)制策略，以N/2作為閾值進(jìn)行兩種調(diào)制策略的轉(zhuǎn)換配合。然后，針對(duì)MMC在混合調(diào)制策略下產(chǎn)生的二倍頻環(huán)流提出了一種自適應(yīng)陷波器與準(zhǔn)比例諧振控制器相結(jié)合的環(huán)流抑制策略對(duì)其加以抑制。最后在MATLAB/Simulink仿真軟件中驗(yàn)證了基于混合調(diào)制策略的MMC環(huán)流抑制策略的有效性。

1 MMC環(huán)流分析

1.1 MMC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

三相MMC的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1所示。該結(jié)構(gòu)共有6個(gè)橋臂，每個(gè)橋臂由1個(gè)電感器L0和N個(gè)級(jí)聯(lián)子模塊(Sub-Modular，SM)構(gòu)成。每個(gè)子模塊由兩個(gè)帶反并聯(lián)二極管的IGBT和一個(gè)直流電容組成。通過(guò)控制每個(gè)子模塊中T1、T2的導(dǎo)通和關(guān)斷，可實(shí)現(xiàn)子模塊的3種工作狀態(tài)：投入、切除和閉鎖。

圖1 MMC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

1.2 MMC環(huán)流分析

MMC的單相等效電路如圖2所示，其中upj和unj分別表示MMC第j(j=a,b,c)相上、下橋臂的橋臂電壓；ipj和inj分別表示MMC第j相上、下橋臂的橋臂電流；usj和isj分別表示MMC交流側(cè)系統(tǒng)電壓和電流；Udc和Idc分別表示直流側(cè)電壓和電流；R0和L0分別表示MMC的橋臂等效損耗電阻和橋臂等效電感；Rw和Lw分別表示網(wǎng)側(cè)等效電阻和等效電感；idiffj表示MMC第j相內(nèi)部環(huán)流。

圖2 MMC單相等效電路

由圖2可得j相橋臂電流為

(1)

則j相環(huán)流表達(dá)式為

(2)

因此，MMC的數(shù)學(xué)模型可以表示為[6]

(3)

(4)

由式(3)和(4)可知，可以通過(guò)控制upj和unj來(lái)消除各相上、下橋臂電壓之和不完全一致。則上、下橋臂電壓的參考值為

(5)

(6)

根據(jù)文獻(xiàn)[6]可知，MMC內(nèi)部環(huán)流主要為二次諧波分量，且呈負(fù)序性質(zhì)。該二倍頻環(huán)流只在MMC三相橋臂間流動(dòng)，不會(huì)對(duì)外部交流系統(tǒng)產(chǎn)生影響，但會(huì)導(dǎo)致橋臂電流發(fā)生畸變，增加換流器的損耗。因此本文對(duì)該二倍頻環(huán)流加以抑制，則三相環(huán)流的表達(dá)式為

(7)

(8)

(9)

式中，I2f表示二倍頻環(huán)流峰值。

2 MMC混合調(diào)制策略

混合調(diào)制策略的原理是根據(jù)調(diào)制波計(jì)算各橋臂需要導(dǎo)通的子模塊數(shù)，然后根據(jù)橋臂電流的方向?qū)Ω鱾€(gè)子模塊電容電壓進(jìn)行排序，再根據(jù)閾值N/2進(jìn)行最近電平逼近調(diào)制和載波移相脈寬調(diào)制兩種策略的轉(zhuǎn)換配合。當(dāng)計(jì)算得到的橋臂投入子模塊數(shù)目大于等于N/2時(shí)，采用最近電平逼近調(diào)制策略，反之則采用載波移相脈寬調(diào)制策略。

該調(diào)制策略通過(guò)分別對(duì)MMC的上、下橋臂進(jìn)行調(diào)制，得到各自的半橋電壓波形。MMC整體輸出電壓波形為上、下橋臂輸出電壓的疊加，且任意時(shí)刻MMC的上、下橋臂投入子模塊數(shù)之和必須滿足為N的條件。

3 MMC環(huán)流抑制策略

3.1 自適應(yīng)陷波器

自適應(yīng)陷波器具有加快響應(yīng)速度及提高二次諧波的檢測(cè)精度等優(yōu)點(diǎn)，可以根據(jù)輸入信號(hào)的變化自動(dòng)調(diào)節(jié)陷波器的參數(shù)，從而更加快速、準(zhǔn)確地檢測(cè)到信號(hào)的幅值和頻率。因此，本文采用基于自適應(yīng)陷波器的諧波檢測(cè)方法來(lái)提取和檢測(cè)二倍頻環(huán)流分量。其結(jié)構(gòu)框圖如圖3所示。

圖3 基于自適應(yīng)陷波器的諧波檢測(cè)方法的結(jié)構(gòu)圖

3.2 準(zhǔn)比例諧振控制器

比例諧振(Proportional Resonance，PR)控制器可以實(shí)現(xiàn)特定頻率的無(wú)靜差跟蹤。但當(dāng)實(shí)際電網(wǎng)頻率發(fā)生變化時(shí)，PR控制器無(wú)法有效識(shí)別特定諧波，抗干擾能力較弱。

針對(duì)上述問(wèn)題，本文采用了一種準(zhǔn)比例諧振(Quasi-Proportional Resonant，QPR)控制器。該控制器不僅可以保持PR控制器的高增益，還可以有效降低電網(wǎng)頻率偏移對(duì)輸出增益的影響。準(zhǔn)比例諧振控制器的結(jié)構(gòu)框圖如圖4所示。

圖4 準(zhǔn)比例諧振控制器原理框圖

由此可以得到其傳遞函數(shù)表達(dá)式為

(10)

式中，Kp為比例增益系數(shù)；Kr為積分增益系數(shù)；ω0為諧振頻率；ωc為截止頻率。

考慮到實(shí)際電網(wǎng)電壓頻率在基波頻率處的允許波動(dòng)范圍為±0.8 Hz，本文取ωc=5 rad·s-1。此時(shí)準(zhǔn)比例諧振控制器的伯德圖如圖5所示。

圖5 準(zhǔn)比例諧振控制器波特圖

從圖5可以看出，準(zhǔn)比例諧振控制器的帶寬響應(yīng)范圍更廣，當(dāng)電網(wǎng)電壓頻率發(fā)生變化時(shí)具有更強(qiáng)的適應(yīng)能力和抗干擾能力。

結(jié)合式(5)、式(6)以及式(10)，設(shè)計(jì)出如圖6所示的環(huán)流抑制總體框圖。首先通過(guò)自適應(yīng)陷波器檢測(cè)并提取環(huán)流中的二倍頻分量；然后再利用準(zhǔn)比例諧振控制器實(shí)現(xiàn)對(duì)環(huán)流的無(wú)靜差跟蹤，得到參考電壓的補(bǔ)償信號(hào)。

圖6 環(huán)流抑制總體框圖

4 仿真驗(yàn)證

在MATLAB/Simulink仿真環(huán)境下搭建了5電平MMC仿真模型以驗(yàn)證本文所提出的準(zhǔn)比例諧振控制器對(duì)混合調(diào)制策略所產(chǎn)生二倍頻環(huán)流的抑制效果，具體參數(shù)如表1所示。

表1 MMC系統(tǒng)仿真參數(shù)

表2為采用NLM、CPS-PWM、混合調(diào)制3種策略的輸出相電壓和相電流THD的對(duì)比結(jié)果?？梢钥闯?，采用混合調(diào)制策略時(shí)，MMC輸出相電壓與相電流的諧波總畸變率最低，大幅度低于NLM和CPS-PWM。因此，混合調(diào)制策略下的MMC輸出波形更逼近理想正弦波。

表2 輸出相電壓和相電流THD

圖7為加入準(zhǔn)比例諧振控制器前后MMC的a相環(huán)流效果對(duì)比?？梢钥闯觯诩尤氕h(huán)流抑制控制器之前，環(huán)流在-6～6 A之間波動(dòng)，其峰值為6 A。而在加入準(zhǔn)比例諧振控制器后，環(huán)流的峰值不超過(guò)2 A，下降了約65%?？梢?jiàn)，本文所提環(huán)流抑制策略對(duì)MMC內(nèi)部環(huán)流的抑制效果非常明顯。

圖7 環(huán)流抑制前后對(duì)比

圖8表示加入控制器前后，a相輸出電壓的傅里葉分析?？梢钥闯觯尤霚?zhǔn)比例諧振控制器后，控制器迅速響應(yīng)，基本消除了環(huán)流中二次諧波分量，表明該環(huán)流抑制策略能對(duì)環(huán)流中的二次諧波分量抑制效果明顯，從而提高了MMC輸出電壓波形質(zhì)量，保證換流器的穩(wěn)定運(yùn)行。

(a)

圖9表示加入環(huán)流控制器后，a相輸出橋臂電流對(duì)比圖?？梢钥闯觯捎诃h(huán)流的存在使得橋臂電流畸變嚴(yán)重，加入控制器后，該環(huán)流得到抑制，大幅降低了橋臂電流的畸變程度。

(a)

圖10表示加入環(huán)流控制器后，a相橋臂子模塊電容電壓對(duì)比圖?？梢钥闯觯尤霚?zhǔn)比例諧振控制器后，MMC子模塊電容電壓波動(dòng)范圍顯著減少，有利于MMC的穩(wěn)定運(yùn)行。

(a)

5 結(jié)束語(yǔ)

本文簡(jiǎn)要分析了二倍頻環(huán)流的產(chǎn)生原因及其對(duì)MMC的影響，并針對(duì)該二倍頻環(huán)流提出了一種結(jié)合自適應(yīng)陷波器和準(zhǔn)比例諧振控制器的MMC環(huán)流抑制策略對(duì)其加以抑制。本文搭建了五電平MMC仿真模型對(duì)該策略進(jìn)行驗(yàn)證。仿真結(jié)果表明，該環(huán)流抑制策略與混合調(diào)制方式相結(jié)合可以有效抑制環(huán)流中的二次諧波分量，降低橋臂電流的畸變程度，減少輸出電壓和電流的諧波含量并降低子模塊電容電壓的波動(dòng)范圍，進(jìn)而改善MMC輸出波形質(zhì)量，提高換流器的運(yùn)行效率，降低系統(tǒng)損耗。該策略具有一定的工程應(yīng)用價(jià)值。