三相直流/交流變換器中放電阻止型緩沖電路的研究

凌昊明，崔國慶

(江蘇大學 電氣信息工程學院，江蘇 鎮(zhèn)江 212013)

0 前 言

絕緣柵雙極晶體管(insulated-gate bipolar transistor,IGBT)結合了電力晶體管(giant transistor, GTR)和電力場效應晶體管的優(yōu)點，具有通流能力強，開關速度快的良好特性，被廣泛應用于變頻器和開關電源等工作頻率較高的場合中[1]。在IGBT的開通和關斷過程中，由于電壓電流的快速變化，過大的di/dt和du/dt會使IGBT承受過壓、過流，導致其發(fā)熱嚴重，為了保證IGBT穩(wěn)定可靠的工作，需要增加緩沖電路。

關斷緩沖電路能夠在開關管關斷時吸收其兩端的關斷過電壓，防止開關器件因過壓而損壞。目前對緩沖電路的分析大多都是基于單相直流/交流(DC/AC)變換器，而忽略了三相DC/AC變換器中當一相開關器件由導通變?yōu)殛P斷時，另外兩相電路所處工作狀態(tài)的變化。文獻[2]探討了H橋RCD緩沖電路與最小應力緩沖電路之間的不同，對其進行了仿真研究。文獻[3]比較了緩沖電路對IGBT關斷過電壓的吸收效果，針對單相DC/AC變換器從能量守恒的角度提供了一種緩沖電路參數(shù)的計算方法。文獻[4]基于IGBT的動態(tài)模型，分析了緩沖電容對IGBT關斷過程的影響。文獻[5]針對有源電力濾波器主電路中IGBT的尖峰電壓問題，探討了緩沖電路的參數(shù)選取。文獻[6]分析了開關側和母線側的RCD緩沖電路，對其進行了比較研究。文獻[7]基于RCD緩沖電路的工作過程，分析了電路間的能量轉換及其損耗。

本文結合三相電壓型直流/交流變換器中IGBT的關斷過程，對RCD放電阻止型關斷緩沖電路工作模態(tài)進行了分析，從理論上對緩沖電容的最大過沖電壓進行了推導，通過仿真進一步驗證了理論分析的正確性。

1 IGBT緩沖電路拓撲結構及作用機理

緩沖電路又稱為吸收電路，其作用是抑制電力電子器件關斷時在器件上產(chǎn)生的過電壓。常見的IGBT緩沖電路拓撲結構如圖1所示，圖1(a)為RC型緩沖電路，電路結構簡單，成本低，抑制效果顯著，但關斷損耗較大。圖1(b)為充放電型RCD緩沖電路，在RC型緩沖電路的緩沖電阻上并聯(lián)一個二極管，增大緩沖電阻，能有效地抑制過電壓，但工作時的損耗大，適用于開關頻率低的場合。圖1(c)為放電阻止型RCD緩沖電路，電路結構簡單，能夠有效地抑制關斷浪涌電壓以及回路的振蕩，同時將電容吸收的能量回饋給直流側，降低了電路的損耗，提高了效率，因而被廣泛應用于開關頻率較高的場合中。

上述緩沖電路都是基于電容元件兩端電壓無法突變這一特性，在開關器件的兩端并聯(lián)上一條容性支路，在器件關斷期間，為其電流提供分流路徑，實現(xiàn)對開關器件的保護。

2 IGBT關斷過電壓產(chǎn)生機理

IGBT在關斷瞬間，集電極電流iC迅速減小，由于主電路中母線寄生電感的存在，較大的di/dt在寄生電感上產(chǎn)生感應電壓，與直流母線電壓一起疊加在IGBT的發(fā)射極與集電極之間，使其在關斷的過程中承受極高的電壓。此外，在與IGBT反并聯(lián)的續(xù)流二極管反向恢復的過程中，反向恢復電流同樣會在寄生電感上形成感應電壓，影響IGBT的正常工作。

圖1 IGBT緩沖電路拓撲結構

圖2 IGBT關斷下的負載曲線

IGBT關斷時的負載曲線如圖2所示。在A點器件開始關斷，沒有緩沖電路時，IGBT端電壓uCE快速上升，感性負載下續(xù)流二極管導通，負載線從A點過渡到B點。此后，iC開始下降，直到等于漏電流的大小，即從B點移動到C點。有緩沖電路時，由于緩沖電容C的分流，iC在uCE上升的同時就開始下降，即負載線從A經(jīng)過D最終到達C，可以看出，在有緩沖電路的情況下，器件能夠工作在安全區(qū)，提高了IGBT工作的可靠性。

3 RCD放電阻止型緩沖電路分析

3.1 三相DC/AC變換器下的緩沖電路

帶有RCD放電阻止型關斷緩沖電路的三相DC/AC變換器主電路如圖3所示:Ud為直流母線電壓;LP為母線寄生電感；負載為三相感性星形對稱負載；T1、T4為U相的兩個IGBT管;D1、D4為T1、T4的反并聯(lián)續(xù)流二極管;緩沖電容Cs1、緩沖二極管Ds1，電阻R1組成了T1的關斷緩沖電路;緩沖電容Cs4、緩沖二極管Ds4、電阻R4組成了T4的關斷緩沖電路;V相、W相的器件組成情況類似。為便于分析，下述討論中，緩沖二極管均視為理想二極管，三相負載不再畫出。

圖3 帶有RCD緩沖電路的三相DC/AC變換器主電路圖

當三相DC/AC變換器使用正弦脈沖寬度調(diào)制(SPWM)雙極性調(diào)制方式時，在任何時刻一相橋臂只有一個開關器件處于導通的狀態(tài)，同一橋臂上下開關器件的驅動信號互補。因此，三相DC/AC變換器在任何時刻都有三個開關器件處于同時導通的狀態(tài)。為便于分析，假定當前工作狀態(tài)為T1、T2、T3處于導通狀態(tài)，則UCE1=UCE2=UCE3=0;T4、T5、T6處于關斷狀態(tài)，則UCE4=UCE5=UCE6=Ud。當前狀態(tài)下的等效電路如圖4中的實線所示，此時，U相緩沖電容的電壓UCs1=UCs4=Ud，Ds1被鉗位于-Ud而截止，Ds4電壓為0，D1、D4均截止。V相、W相的器件的狀態(tài)類似，寄生電感LP中的電流為：

iLP=iT1+iT2

(1)

式中:iT1和iT2分別為T1管和T2管的電流。

T1、T2、T3管的電流為

(2)

式中:iU為U相電流；iV為V相電流；iW為W相電流。

圖4 當前狀態(tài)下的等效電路圖

3.2 IGBT換流過程

現(xiàn)以U相橋臂T1管的關斷來分析在此期間三相電路及緩沖電路的工作機制。當開關管T1的驅動信號撤除后，關斷過程開始，T1的等效電阻RD從零開始增大，此時，U相電流iU在母線寄生電感和感性負載的作用下將保持不變。下述分析中，V相、W相的負載電流在此期間亦保持為恒值。T1管電壓uCE1從零開始增大，Ds1兩端電壓從鉗位電壓-Ud開始增大，Ds4的電壓從零開始降低。當uCE1

圖5可進一步簡化為圖6。如圖6所示，從T1接收關斷信號開始到T1完全截止的這段時間內(nèi)，T2、T3和D4始終處于穩(wěn)定的導通狀態(tài)，若將導通的T2、T3以及D4視為理想的導線，則U、V、W三相橋臂存在相同的電路結構，構成了并聯(lián)的電路連接形式，即每相橋臂均存在由一個緩沖電容和一個緩沖二極管組成的串聯(lián)電路，流過T1管的電流將經(jīng)過這三條支路分流。因此當T1管的電流開始降低時，減少的電流將被均分為三等份作為緩沖電容Cs1、Cs5、Cs6電流增加的量。電流在此過程中滿足iCs1=iCs5=iCs6，即T1關斷前的電流將通過三條緩沖支路實現(xiàn)分流。此過程中，三相電流IU、IV、IW保持恒值不變，因此，流過T2、T3的電流將在原有電流的基礎上增加分流過來的電流。由圖6可得寄生電感中的電流為

iLP=iT1+iT3+iCs1+iCs5

(3)

式中:iCs1和iCs5分別為緩沖電容Cs1、Cs5的電流；iT3為T3管的電流。

U相電流滿足

IU=iT1+iCs1+iD4

(4)

式中:iD4為續(xù)流二極管D4的電流。

圖5 換流狀態(tài)下的等效電路

圖6 換流狀態(tài)下簡化后的等效電路

3.3 緩沖電容充電過程

當T1的電流降至零時，換流過程結束，T1管截止，以T1管截止的時刻作為緩沖電容充電的時間零點，則緩沖電容Cs1、Cs5、Cs6的初始電流由此確定，此時的等效電路如圖7中的實線所示。此后，流過母線寄生電感的電流開始降低，緩沖電容中的電流由初始值開始降低，電壓由母線電壓開始升高，當緩沖電容中的電流降至零時，Ds1、Ds5、Ds6截止，此時電壓達到最大值，即此時電容上的電壓為最大過沖電壓，決定了實際電容器件兩端承受的最高工作允許電壓，此時，D4的電流上升至IU，進入完全續(xù)流狀態(tài)。

圖7 充電狀態(tài)下的等效電路

此過程中，電感LP的電流為：

iLP=iCs1+iT3+iCs5

(5)

由3.2小節(jié)可知緩沖電容Cs1、Cs5、Cs6的電流滿足

iCs1=iCs5+iCs6

(6)

V相電流為:

IV=iT3-iCs6

(7)

將式(6)、式(7)代入式(5)可得：

iLP=iCs1+iCs5+iCs6+IV=3iCs1+IV

(8)

在直流電壓Ud、母線電感LP、緩沖電容Cs1、緩沖二極管Ds1和續(xù)流二極管D4組成的閉合回路中，由基爾霍夫電壓定律可得

uLP+uCs1-Ud=0

(9)

式中:uLP為母線電感LP的電壓；uCs1為緩沖電容Cs1的電壓；Ud為直流母線電壓。

式(9)中，令uCs1-Ud=uC，式(9)可寫為:

uLP+uC=0

(10)

式中:uC為緩沖電容Cs1超出母線電壓的過沖電壓。

式(10)的初始條件為:

(11)

式中:uC(0)為緩沖電容Cs1超出母線電壓的初始值；uCs1(0)為緩沖電容Cs1的電壓初始值；iCs1(0)為緩沖電容Cs1的初始充電電流值。

由式(8)可得:

(12)

緩沖電容Cs1的電流為:

(13)

將式(13)代入式(12)中，可得:

(14)

將式(14)代入式(10)中，得到以uC為變量的回路電壓方程

(15)

式(15)的通解為:

(16)

將式(11)中的初始條件代入式(16)，可得:

(17)

即式(17)為緩沖電容Cs1超出母線電壓的過沖電壓解析式，當緩沖電容電流由初始值降至零時，充電結束，電容兩端的過沖電壓達到最大值，可求得:

(18)

式中:uCmax為緩沖電容Cs1超出母線電壓的最大過沖電壓。

4 仿真驗證

為了驗證上述對緩沖電容最大過沖電壓理論分析的正確性，搭建了帶有RCD放電阻止型關斷緩沖電路的三相DC/AC變換器的仿真模型，仿真參數(shù)如下：母線電壓Ud=300 V，寄生電感Lp=400 nH，三角載波頻率為1 000 Hz，調(diào)制正弦波頻率為50 Hz，緩沖電阻均取120 Ω，緩沖電容均取0.22 μF，負載電感LL=3 mH，負載電阻RL=4 Ω，采樣時間2×10-8s。

T1管由導通變?yōu)殛P斷時，其端電壓如圖8所示。未加緩沖電路時，T1管端產(chǎn)生了極高的關斷過電壓，達到了近1 700 V，而在有緩沖電路的情況下，T1管的關斷過電壓得到了明顯抑制。流過T1、T2、T3的電流如圖9所示，對圖9虛線中的波形放大,如圖10所示?？梢钥闯觯琓1管關斷前的電流約為28 A，此時T2管的電流約為38 A，T3管的電流約為9 A，T1管截止后，T3管的電流上升至18 A，T2管的電流升至47 A，即T2管、T3管電流增加的量各為9 A。

圖8 開關管T1電壓

T3管、緩沖電容Cs6的電流如圖11所示。由上述分析可知，緩沖電路工作期間，V相電流保持不變，因此，圖12中T3管電流變化的量即為緩沖電容Cs6電流變化的量。

圖9 開關管T1、T2、T3電流

圖10 開關管T1、T2、T3電流

圖11 開關管T3、緩沖電容Cs6電流

圖12 緩沖電容Cs1電壓和電流

緩沖電容Cs1的充電電流及充電電壓如圖12所示，T1管截止時，對應的緩沖電容的初始電流約為9.43A，與上述T2管T3管電流增加的量相同，符合前文分析中的3倍關系，充電過程結束后，緩沖電容上最大電壓約為322V，即超出母線電壓22V，緩沖電容的電流由初始值降低至零時的時間約為Δt=8×10-7s，將其連同初始電流代入式(17)中，可求得超出母線電壓的最大過沖電壓為22V，與圖中的波形數(shù)據(jù)相吻合，驗證了關于緩沖電容上最大過沖電壓推導的正確性。

5 結束語

本文對現(xiàn)代DC/AC變換器緩沖電容在IGBT關斷下的最大瞬時電壓問題進行了分析，結合三相電壓型DC/AC變換器中開關器件的切換過程，分析了三相電路在此期間工作狀態(tài)的變化。通過對RCD放電阻止型關斷緩沖電路工作模態(tài)的分析，探討了緩沖電容上的瞬時過沖電壓與母線寄生電感、緩沖電容之間的關系，給出了最大過沖電壓的數(shù)學表達式。通過仿真驗證了理論分析的正確性，為緩沖電路中器件的參數(shù)選擇提供了參考依據(jù)。