65.5 GHz毫米波信道測量與分析

侯春枝 劉永勝 吳振森 李清亮 盧昌勝 林樂科 陳安濤 張玉強

（1. 西安電子科技大學(xué)物理與光電工程學(xué)院，西安 710071；2. 中國電波傳播研究所 電波環(huán)境特性及?；夹g(shù)重點實驗室，青島266107；3. 中電科儀器儀表有限公司，青島 266555）

引 言

下一代無線通信技術(shù)要具備更高的數(shù)據(jù)傳輸速率、更低的時延和更好的移動性，要達到相應(yīng)的技術(shù)指標(biāo)必須增加傳輸帶寬[1]. 但6 GHz以下的頻段已經(jīng)非常擁擠，無法為下一代移動通信提供更大帶寬. 為了應(yīng)對這一挑戰(zhàn)，未來移動通信將使用毫米波頻段.由于可用帶寬范圍廣，毫米波可以提供高達每秒幾千兆比特的數(shù)據(jù)速率，但毫米波頻段同時具有更大的傳輸損耗. 由于毫米波頻段的波長短，天線尺寸可以做的更小，因此可以采用大規(guī)模天線陣列技術(shù)，利用高增益波束來補償其路徑損耗.

美國、日本和韓國等國家采用的毫米波頻段是28 GHz. 2016年7月第三代合作伙伴計劃(the 3rd Generation Partnership Project, 3GPP)制定并發(fā)布了5G信道標(biāo)準(zhǔn)化報告. 2019年11月在國際電聯(lián)世界無線通信會議(World Radiocommunication Conference 2019, WRC-19)上，國 際 電 信 聯(lián) 盟(International Telecommunication Union, ITU)為5G確定了更多的頻段，包括24.25～27.5 GHz、37～43.5 GHz、45.5～47 GHz、47.2～48.2 GHz和66～71 GHz[2]. 國內(nèi)外對28 GHz、32 GHz和39 GHz等毫米波段的信道測量和建模工作已經(jīng)很多[3-7]. 2015年，Maccartney G R等人進行了28 GHz和73 GHz典型室內(nèi)辦公室環(huán)境的信道測量，研究了同極化和交叉極化方向的路徑損耗模型[8]. 2016年，趙雄文等人進行了在室外微蜂窩環(huán)境中32 GHz的信道測量、建模、仿真和驗證，并使用參數(shù)化方法和非參數(shù)化方法分析了大尺度信道參數(shù)[9]. 2013年，紐約大學(xué)的Shuai Nie等人使用滑動相關(guān)信道測量系統(tǒng)研究了72 GHz室內(nèi)辦公室的傳輸和穿透特性[10]. 2014年，紐約大學(xué)George R等人研究了路徑損耗模型和信道統(tǒng)計數(shù)據(jù)，提出在毫米波頻段使用定向天線能更好地應(yīng)用于未來的蜂窩通信[11].2017年，Xianyue Wu等人在辦公室環(huán)境中進行了60 GHz毫米波信道測量和建模，研究三維空間中的60 GHz信道[12]. 2017年，張蕊等人研究了地物附加損耗模型等[13]. 總體上對于66～71 GHz頻段的研究仍然相對較少.

本文在會議室環(huán)境下進行了65.5 GHz頻段的信道測量活動. 首先基于方向性路損模型，研究路徑損耗指數(shù)和陰影衰落特性；然后基于空間交替廣義期望最大化(space-alternating generalized expectationmaximization, SAGE)參數(shù)化分析算法，提取水平到達角、時延和幅度信息；最后根據(jù)多徑分量距離方法，對多徑分量進行分簇，分析均方根時延擴展和均方根角度擴展特性. 本文旨在為5G毫米波60 GHz頻段鏈路和系統(tǒng)設(shè)計及其模擬仿真提供數(shù)據(jù)和模型支撐.

1 65.5 GHz信道測量簡介

1.1 測量系統(tǒng)和天線

本文使用滑動相關(guān)原理來進行信道測試，如圖1所示. 本系統(tǒng)發(fā)射端主要由銣鐘、M8190任意波形信號發(fā)生器、E8267D矢量信號源、模擬信號源和N5152A上變頻器組成. 銣鐘提供時間參考信號，M8190生成模擬測量信號，E8267D將其變?yōu)? GHz中頻信號，模擬信號源提供本振(local oscillation, LO)信號，在N5152A上變頻器中將5 GHz中頻信號上變頻變?yōu)?5.5 GHz射頻信號. N5152A上變頻范圍為57～66 GHz.

圖1 毫米波信道測量系統(tǒng)Fig. 1 Millimeter wave channel measurement system

接收端主要由N9029A下變頻器、N5183B信號源和M9703A數(shù)字化儀構(gòu)成. N9029A下變頻器射頻輸入范圍為50～75 GHz. N5183B為下變頻器提供本振信號. N9029A輸出中頻信號頻率范圍為16 kHz～2.5 GHz，之后M9703A數(shù)字化儀對中頻信號進行采樣. 本系統(tǒng)利用GPS信號對銣鐘進行馴服，有非常好的同步精度，能夠支持系統(tǒng)進行遠(yuǎn)距離測量.

發(fā)射天線和接收天線均采用喇叭天線，工作頻率為49.8～75.8 GHz，標(biāo)稱增益值為20 dBi. 65.5 GHz時喇叭天線的增益為21.68 dBi，E面和H面的半功率波束寬度分別為13.94°和13.83°，發(fā)射天線和接收天線均是垂直極化.

1.2 測量過程

本文在室內(nèi)會議室環(huán)境下開展65.5 GHz的視距(line-of-sights, LoS)信道測量，測量場景如圖2所示. 測量帶寬為1 GHz，測量時E8267D中頻輸出的功率為?3 dBm，通過收發(fā)端直連校準(zhǔn)把上變頻器N5152A以及下變頻器N9029A對信號功率的影響(放大或衰減)消除掉. 發(fā)射端采用喇叭天線，固定在一個位置，使其為垂直極化天線. 接收端采用喇叭天線利用轉(zhuǎn)臺在水平方向上移動，形成虛擬陣列天線，水平方向移動8次，每次移動的水平距離為λ/2，測量了6個接收點. 相鄰兩個點之間的距離為3 m. 發(fā)射天線和接收天線相對地面的高度均為1.8 m，墻的高度為2.75 m. 由于未來毫米波頻段會采用波束成形技術(shù)，收發(fā)天線將會采用最大增益方向收發(fā)信號，因此接收天線在任意測量點始終朝向發(fā)射天線. 具體測試參數(shù)信息如表1所示.

圖2 會議室測量場景Fig. 2 Meeting room measurement scene

表1 測試參數(shù)Tab. 1 Measurement parameters

2 基本理論

2.1 路徑損耗

路徑損耗模型是無線電系統(tǒng)設(shè)計的重要模型[14-16]，分為全向路徑損耗模型和方向性路徑損耗模型. 通過合成所有發(fā)射接收天線波束的接收信號，就能計算出每個測量位置的全向路徑損耗. 方向性路損模型是指取接收天線在所有旋轉(zhuǎn)方向上的最大功率或最小路徑損耗. 全向路徑損耗模型和方向性路損模型又都分為固定截距(close-in，CI)路徑損耗模型和浮動截距(floating intercept，F(xiàn)I)路徑損耗模型. 對于LoS情況，按如下方式使用CI路徑損耗模型：

式中：LP(d)的單位為dB；d是距離，單位為m；LP,F(d0)是參考距離d0處的自由空間路徑損耗；線性斜率n是通過對數(shù)據(jù)進行最小二乘法擬合得到的路徑損耗指數(shù)；陰影效應(yīng)Xσ是均值為零和標(biāo)準(zhǔn)偏差為σ的高斯隨機變量，以dB為單位.

FI路徑損耗模型用于WINNER Ⅱ和3GPP標(biāo)準(zhǔn)中. 該模型需要兩個參數(shù)，與式(1)有相似的形式：

式中：α是以dB為單位的FI；β是直線的斜率；Xσ是均值為零的陰影衰落隨機變量.

2.2 時延擴展和角度擴展

均方根時延擴展[17]是無線電信道質(zhì)量的重要信道參數(shù)，其是功率時延分布的二階矩，用于表征無線電信道的頻率選擇性. 為了提高參數(shù)分析準(zhǔn)確性，在進行功率時延譜(power delay profile, PDP)處理時，對20個快拍的數(shù)據(jù)進行平均，均方根時延擴展定義如下：

式中：Pl是第l條路徑的功率；τl是第l條路徑的時延；στ是平均附加時延. 當(dāng)計算均方根時延擴展的時候，將低于閾值的所有路徑的功率設(shè)置為零，以減小噪聲的影響，此時有

根據(jù)3GPP空間信道模型規(guī)范所述，計算每個測量時刻的圓角度擴展[18]. 利用角度估計值(例如：水平到達角、水平離開角、垂直到達角和垂直離開角)和每個多徑的接收功率計算角度擴展，如下式所示：

式中，ψl是第l條路徑的到達角(水平到達角或者垂直到達角)或者離開角(水平離開角或者垂直離開角).

2.3 平移掃描測量系統(tǒng)下的信號模型

SAGE算法已經(jīng)廣泛應(yīng)用于無線信道參數(shù)估計.SAGE算法是期望最大化的一種升級，其由兩個步驟組成：E步和M步. SAGE算法的更多詳細(xì)理論和實現(xiàn)過程可以參考文獻[19-21]. 本文利用SAGE算法對多徑參數(shù)進行提取，包括多徑相對時延、到達角、離開角、多普勒頻移和幅度信息. 在單輸入多輸出的場景中，接收天線由一個天線陣列組成，該天線陣列由位于不同位置的M個天線組成. 接收信號可表示為

式中：N(t)是高斯白噪聲；s(t;θl)是接收到的第l條路徑的信號，可以表示為

式中：λ、e(?)和fm(?)分別為波長、由?確定的單位向量和第m個天線元件的復(fù)電場方向圖.

2.4 分簇算法

多徑分量距離最初由文獻[22]引入，用于度量無線信道任意兩個多徑之間的關(guān)系[23]. 多徑分量距離定義為

由于多徑分量距離對角度域和時延域使用不同的處理方法，對于角度距離，給出了以下公式：

此式，適用于水平到達角和垂直到達角.

時延距離為

式中：?是合適的時延域和角度域的比例因子；τstd為時延的標(biāo)準(zhǔn)差；. 同時用時延比例因子表示時延域與角度域的比值. 本文測量的是二 維空間中的信道特性，因此可以簡化垂直到達角.

3 無線電信道參數(shù)分析

3.1 路徑損耗和陰影衰落

根據(jù)2.1節(jié)介紹的方向性路損模型對會議室場景進行建模，圖3是路徑損耗隨收發(fā)端距離變化曲線. 由圖3可知：CI路徑損耗模型的路徑損耗指數(shù)為2.090 34，陰影衰落標(biāo)準(zhǔn)差為0.385 14；FI路徑損耗模型路徑損耗指數(shù)為2.018 56，陰影衰落標(biāo)準(zhǔn)差為0.373 43. 圖3還給出了自由空間中隨著收發(fā)距離變化的路徑損耗，可以看出：CI路損模型和FI路損模型均與自由空間損耗符合得很好；路徑損耗指數(shù)與自由空間中的路徑損耗指數(shù)非常接近，說明了本次測試的準(zhǔn)確性；CI路徑損耗模型的陰影衰落比FI路損模型的陰影衰落大，差別在1 dB內(nèi).

圖3 定向路徑損耗變化曲線Fig. 3 Directional path loss curve

3.2 SAGE參數(shù)化和多徑分量距離分析

利用SAGE算法提取信道沖激響應(yīng)中的時延、水平到達角和幅度信息. 運行SAGE算法時參數(shù)設(shè)置如下：路徑條數(shù)為200，迭代次數(shù)為50，多徑功率閾值為?22 dB，可以從200條徑中選取有用的多徑信號. 本文選取第1個測量點分析SAGE算法的提取結(jié)果，從圖4中可以看出方位角在85°附近、附加時延為2 ns時，信號最強. 由于接收天線的E面和H面半功率波束寬度約為14°，因此到達方位角大約為 83°～96°，相鄰兩個點的時延相差很小. 由于實際測量環(huán)境中會議室兩邊都是玻璃窗，因此本次測量中提取到的多徑信號主要來自鏡面反射.角度域的比例因子 ?=1.5，LoS徑的閾值為0.12，常規(guī)閾值為0.25. 本文對第一個測量點進行分簇，如圖5所示，分為了兩個簇，由于主要是LoS和玻璃墻壁的鏡面反射引起的，因此符合客觀事實. 包括紅色圓點

根據(jù)2.4節(jié)介紹的分簇算法(即多徑分量距離)來進行分簇. 分簇時，閾值的選擇要使分簇結(jié)果符合實際情況，并且簇的邊界在時延域和角度域上清晰可見. 本文進行大量的試驗可以得到時延域和的簇主要是由LoS引起的，另一個簇是由玻璃墻引起的，即體現(xiàn)出65.5 GHz頻率下傳播距離短，環(huán)境中的簇具有稀疏性.

圖4 第1個測量點提取到的多徑成分Fig. 4 Multipath component extracted from the first measurement point

圖5 第1個測量點的多徑分簇Fig. 5 Multipath clustering at the first measurement point

3.3 小尺度參數(shù)與3GPP對比分析

根據(jù)2.2節(jié)介紹的時延擴展和角度擴展對SAGE算法提取的時延、水平到達角和幅度進行分析.SAGE算法提取的多徑是根據(jù)相同的功率值作為標(biāo)準(zhǔn)來篩選的，最終結(jié)果如圖6和7所示. 由圖6可知，根據(jù)所有徑的時延擴展擬合出的均方根時延擴展均值為?9.010 3 dBsec，標(biāo)準(zhǔn)差為0.148 65 dBsec，這些值與表2中3GPP TR38.900的值相近. 由圖7可知，擬合出所有徑的均方根角度擴展均值為0.809 57 dB°，標(biāo)準(zhǔn)差為0.034 396 dB°，與3GPP TR38.900[24]中室內(nèi)65.5 GHz的時延擴展與角度擴展的均值和標(biāo)準(zhǔn)差十分接近.

圖6 均方根時延擴展概率累積分布Fig. 6 Probability cumulative distribution of root mean square delay spread

圖7 均方根角度擴展概率累積分布Fig. 7 Probability cumulative distribution of root mean square angle spread

表2 關(guān)于時延擴展和角度擴展參數(shù)3GPP TR38.900和測試結(jié)果的比較Tab. 2 A comparison between 3GPP TR38.900 and measurement in the delay spread and angle spread

4 結(jié) 論

為了研究5G 60 GHz毫米波頻段的信道特性，使用時域信道探測儀系統(tǒng)進行65.5 GHz室內(nèi)LoS信道測量活動，獲得信道沖激響應(yīng). 基于路徑損耗模型，分析了路徑損耗指數(shù)和陰影衰落特性. 基于SAGE參數(shù)化分析方法和多徑分量距離方法，提取出水平到達角、時延和幅度，并對這些參數(shù)進行分析，獲得多徑的分簇情況，研究了均方根時延擴展和均方根角度擴展特性. 結(jié)果表明：LoS情況下，方向性路損模型在CI和FI兩種方式的擬合下與自由空間路徑損耗模型符合得很好，并且路徑損耗指數(shù)與自由空間中的路徑損耗指數(shù)非常接近，CI路徑損耗模型的陰影衰落比FI路損模型的陰影衰落大，差別在1 dB內(nèi)；電波發(fā)生的多徑信號主要是由鏡面反射引起的，鏡面反射在本文會議室場景中成為主要的傳播方式；在65.5 GHz下，傳播距離短，簇具有稀疏性. 時延擴展和角度擴展的結(jié)果與3GPP的結(jié)果相近. 作者將進一步進行其他會議室以及室內(nèi)場景的測量以及分析，這些分析將為5G毫米波會議室等室內(nèi)場景基站布局提供更可靠的統(tǒng)計數(shù)據(jù).